НАЧАЛЬНАЯ ШКОЛА ПОСТРОЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ DC/DC-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ (ЧЕТВЕРТЫЙ КЛАСС)

May 28, 2010 by admin Комментировать »

Александр Гончаров, к.т.н., генеральный конструктор группы компаний «Александер Электрик», координатор РАПИЭП — Российской ассоциации производителей источников электропитания

В четвертой статье цикла «Начальная школа» рассматриваются реальные процессы, происходящие в однотактном обратноходовом преобразователе (ООП) и однотактном прямоходовом преобразова­теле (ОПП) с учетом распределенных паразитных параметров. В статье анализируются особенности режимов работы транзисторов выходного каскада, сравниваются характеристики ООП и ОПП, да­ются критерии выбора оптимальной схемы для решения конкретной задачи.

ПЕРЕХОДИМ В ЧЕТВЕРТЫЙ КЛАСС

В «третьем классе», в предыдущей статье мы рассмотрели принцип действия родного брата автомобиль­ной системы зажигания — наиболее распространенного в мировой практи­ке построения импульсных источни­ков электропитания одинарного одно-тактного обратноходового преобразо­вателя (ООП).

Входное напряжение питания ивх подается на последовательно соеди­ненные первичную обмотку w1 транс­форматора Т1 и ключ, реализован­ный на МОП-транзисторе VT1.

При открытом транзисторе VT1 первичная обмотка w1 трансформато­ра Т1 подключена к источнику вход­ного напряжения ивх и в индуктив­ности обмотки w1 происходит накап­ливание энергии. После закрывания транзистора VT1 накопленная энер­гия с помощью вторичной обмотки w2 через выходной диод VD1 поступает в нагрузку и заряжает выходной фильтрующий конденсатор С1.

Регулировочная характеристика ООП нелинейна:

clip_image002

Рис. 1. Схема силовой части одинарного однотактного обратноходового преобразователя

clip_image004

гдеclip_image006— коэффициент

трансформации Т1, а @ — коэффи­циент заполнения.

В предыдущем классе мы нашли два интересных момента в работе ООП:

1) такие же изменения @, как и в ОПП, приводят к большим изменени­ям выходного напряжения. Т.е. ООП регулируется в более широких преде­лах меньшими усилиями;

2) ток через конденсатор С1 имеет характерный медленно спадающий участок во время паузы работы сило­вого транзистора VT1, причем часть паузы ток может идти не в конденса­тор (когда происходит желанный за­ряд конденсатора), а из конденсатора (разряд конденсатора).

Так же, как и у ОПП, в ООП име­ется два возможных характерных ре­жима по току вторичной обмотки w2: режим неразрывных токов во время паузы и режим разрывных токов во время паузы работы силового тран­зистора VT1. Причем, в режиме раз­рывных токов ООП завышает выход­ное напряжение по сравнению с пред­писанным регулировочной характе­ристикой значением.

И если главный герой, властелин колец, в ОПП — ток намагничивания трансформатора, то в ООП главный герой — это индуктивность обмотки трансформатора. Критическое значе­ние индуктивности первичной обмот­ки w1, определяющее границу между режимами неразрывных и разрывных токов трансформатора Т1, равно: clip_image008

Из этого выражения видно, что чем меньше ток нагрузки, тем боль­шую индуктивность трансформатора необходимо обеспечивать. Вспомните, что похожий вывод мы сделали для индуктивности выходного дросселя ОПП. При этом мы отметили, что ре­жим разрывных токов в ООП может быть весьма полезен при построении высоковольтных преобразователей.

Наконец мы показали, что магни-топровод трансформатора постоянно намагничен, что диктует необходи­мость использования сердечников магнитопровода с сосредоточенным или распределенным зазором.

РЕАЛЬНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ПРОСТЕЙШЕМ ООП

Конечно, реальный ООП имеет ди­аграммы напряжений и токов, отлича­ющиеся от почти идеальных диаграмм, приведенных в предыдущей статье.

Сразу после выключения транзис­тора VT1 на диаграмме напряжения на стоке наблюдается достаточно уз­кий выброс напряжения, обычно зна­чительной величины, многократно превышающей входное напряжение (см. рис. 2а).

Наличие накопленной энергии clip_image010в индуктивности рассе­яния Ls трансформатора Т1 при вык­лючении вызывает резонансный пере­ходный процесс на стоке транзистора VT1. Поскольку величина индуктив­ности рассеяния мала, то этот процесс имеет относительно небольшую дли­тельность, и игольчатый выброс рож­дается, как и в ОПП.

Однако здесь имеются заметные отличия от процессов, происходящих в ОПП.

Во-первых, легко заметить, что в ОПП выходное напряжение формиру­ется с помощью интегратора, усредни­теля — выходного LC-фильтра, т.е. напряжение, поступающее с выходной обмотки во время импульса (прямой ход) принципиально больше выходно­го. А выходная обмотка, соответствен­но, имеет количество витков, адекват­ное импульсному напряжению на об­мотке.

В ООП выходное напряжение формируется непосредственно с вы­ходной обмотки во время паузы (об­ратный ход). А выходная обмотка, соответственно, имеет количество витков, адекватное выходному напря­жению.

В результате количество витков выходной обмотки ОПП всегда прин­ципиально больше количества витков выходной обмотки ООП.

Здесь, уважаемый читатель четве­роклассник, мы делаем очень важный вывод.

При одинаковых витках первич­ных обмоток одинарного прямоходо-вого преобразователя ОПП и оди­нарного обратноходового преобразо­вателя ООП коэффициент транс­формации трансформатора ООП всегда меньше, чем у трансформато­ра ООП.

Т.е. вторичная обмотка ООП име­ет мало витков и в ООП имеется большая, чем в ОПП разница между витками первичной и вторичной об­моток трансформатора. Это обуслов­ливает значительно худшие условия магнитной связи обмоток в ООП и как следствие, большую индуктив­ность рассеяния первичной обмотки трансформатора в ООП.

Поэтому в ООП энергия выброса W больше, чем энергия в ОПП, а игольчатый выброс напряжения на стоке транзистора VT1 всегда выше и больше по длительности, чем в ОПП!

Во-вторых, затухающие колеба­ния игольчатого выброса в ОПП про­исходят вокруг линии напряжения входного питания и далее по образу­ющей «пупка». В ООП затухающие колебания игольчатого выброса про­исходят вокруг приведенного к пер­вичной обмотке выходного напряже­ния, т.е. вокруг линии напряжения питания плюс приведенное выходное напряжение.

В результате:

При одинаковой конструкции трансформатора, в ООП исходный паразитный выброс напряжения на стоке силового транзистора значи­тельно больше по уровню и энерге­тике, чем аналогичный выброс в ОПП.

На диаграмме тока на рисунке 2б при включении транзистора VT1 так­же как и в ОПП, наблюдается «рог» — треугольный выброс тока с высокочастотным переходным про­цессом. Появление данного выброса связано с тем, что включение тран­зистора VT1 обычно происходит при значительном напряжении на его сто­ке, т.е. транзистору VT1 при включе­нии приходится разряжать на себя за­ряженную до большой величины ем­кость С2. Да и выходной диод VD1 еще находится в проводящем состоя­нии, в результате при включении транзистора VT1 образуется короткое замыкание выходной обмотки транс­форматора Т1 на выходной конденса­тор С1. Но для этого случая величи­ну экстратока, к счастью, ограничи­вает индуктивность рассеяния транс­форматора Т1.

Для предохранения силового тран­зистора ООП от пробоя и от губи­тельной перегрузки по току в первую очередь необходимо применять толь­ко МОП-транзисторы. Они имеют уникальные динамические характе­ристики и перегрузочную способ­ность. А главное, что у них практи­чески отсутствует явление вторичного пробоя, не позволяющее надежно ис­пользовать в высокочастотных ООП биполярные транзисторы.

Кроме того, принимаются специ­альные схемные решения, защищаю­щие транзисторы по напряжению и по току. Цепочка R1C3 кратковре­менно берет на себя уменьшающийся рабочий ток обмотки w1, что позволя­ет быстро и элегантно (т.е. без потерь и перегрузок) выключиться транзис­тору VT1 при относительно плавном нарастании напряжения на стоке. За­медление скорости изменения тока в обмотке w1 на этапе выключения транзистора VT1 снижает величину игольчатого выброса напряжения на стоке (вспомните формулу для ин­дуктивности). Расплатой за это поло­жительное действие является допол­нительная нагрузка транзистора VT1 на этапе включенного состояния, ведь заряженный конденсатор С3 прихо­дится разряжать. Таким образом, с помощью цепочки R1C3 формируется траектория выключения транзистора VT1.

Индуктивность рассеяния транс­форматора Т1 (иногда даже паразит­ное явление помогает!) также может считаться схемной мерой, т.к. часто ее действие в ООП, работающих на высоких частотах, дополняют ферри-товой бусинкой и т.п., одеваемой на вывод обмотки w1 трансформатора Т1. Ведь роль индуктивности рассея­ния двояка. С одной стороны она вы­зывает выброс напряжения на стоке транзистора VT1 — «иголку», но с другой — она не позволяет развиться экстратоку через VT1 при его включе­нии, ограничивая бросок тока.

С «иголкой» борются с помощью различных цепочек, например VD2, C3, R1 на рисунке 1. Эта цепочка ог­

clip_image012

Рис 2. Диаграммы напряжения и тока стока силового транзистора ООП

раничивает, обрезает выброс напря­жения, как показано красной линией на рисунке 2а.

Дополнительные цепочки, типа по­казанных на схеме R4C6, R2C4, R3C5 используются для уменьшения уровня помех, рождающихся в обмотках, в элементах печатных плат, в выводах компонентов и т.д. вследствие резких изменений напряжений и токов.

В общем, главное — в ООП доста­точно много предпосылок для опреде­ленных потерь КПД по сравнению с ОПП.

Думайте.

Итак, после небольшого отдыха поговорим о выборе силового тран­зистора.

ВЫБОР СИЛОВОГО ТРАНЗИСТОРА ОПП ПО НАПРЯЖЕНИЮ И ТОКУ

Продолжим наше рассмотрение простейшего ООП с вопроса выбора транзисторов и диодов по напряже­нию и току.

Посмотрим на диаграммы, показан­ные на рисунке 2. Как бы мы не обре­зали с помощью различных цепочек паразитный выброс напряжения на стоке силового транзистора VT1, все равно необходимо ориентироваться на то, что в серийном производстве он мо­жет достигать значения 10 — 20% от суммарного напряжения питания и приведенного к первичной обмотке вы­ходного напряжения.

При максимальном напряжении пи­тания, когда действует минимальный коэффициент заполнения импульсов, в соответствие с правилом №4 (равен­ство вольт-секундной площади нулю за период) легко вычислить:

clip_image014

Рис 3. Схема ООП — косой полумост

clip_image016

Также запишите соотношение для ООП (проверьте, выводится ли оно из регулировочной характеристики), как

clip_image018

При проектировании преобразова­телей напряжения вначале обычно за­даются значением максимального ко­эффициента заполнения. Для преоб­разователей, работающих от низких входных напряжений, возьмем, нап­ример 0,66.Тогда минимальный коэф­фициент заполнения при двукратном изменении напряжения питания (К = 2) будет в соответствии с нели­нейной регулировочной характерис­тикой равен 0,5. Уважаемый читатель может проделать вычисления и гео­метрически, пользуясь правилом 04.

clip_image020

Таким образом, если бы «игол­ки» — выброса из-за действия индук­тивности рассеяния не было, то уже пришлось бы выбирать транзистор VT1 на двойное максимальное напряжение питания. Далее берем 10 — 20% на игольчат^гй выброс и 20 — 40% запас по напряжению, для обеспечения необхо­димой надежности. В результате для ООП с типовым двукратным изменени­ем напряжения питания получаем:

clip_image022

Выбор транзистора по току для стабилизированного ООП также как и для ОПП производится исходя из выходной мощности ОПП Рвых, КПД, входного напряжения ивх (скос верхушки диаграммы тока пока не учитываем).

Средний ток за период 1с1 = clip_image024Импульсный

ток получается делением этого выраже­ния на @, соответствующий ивхмин, например @макс = 0,66. Тогда, с учетом «рога» (Кр = 1,2clip_image026_ 1,5) получаем

clip_image028Для ивх макс можно

получитьclip_image030

clip_image032в нашем

случае @мин= 0,5. Сделав необходимые в^гчисления, для К = 2 получаем 1смакс1 больше 1смакс2. Здесь выбираем 1смакс1.

Автор рекомендует для выбора транзистора VT1 по току в простей­шем ООП (типовой КпД = 0,8, да и скос верхушки необходимо учесть, а это примерно 1,2) использовать соот­ношение:

clip_image034

С таким выбором тока можно сми­риться, учитывая большую перегру­зочную способность МОП транзисто­ров по току, все-таки это энергетика, обусловленная импульсным принци­пом действия. А вот мириться с боль­шим коэффициентом превышения нап­ряжения на стоке в ОПП не всегда возможно. Представьте, что макси­мальное входное напряжение 372 В! (выпрямленное на верхнем пределе +20% напряжение 220 В). В этом слу­чае необходимо применять МОП-тран­зисторы с максимальным напряжением стока 1116^1488 В, которые теорети­чески обладают заметно худшими свойствами по быстродействию и по сопротивлению канала, чем более низ­ковольтные транзисторы и, самое глав­ное, которых практически нет!

КАК БЫТЬ?

Обычно путем существенного сни­жения КПД (с 80% до 75 — 70%), а это

совсем ненужное лишнее тепло и перег­рузка входного источника энергии, значительно увеличивают мощность це­почек R2C4 и R1C3VD2. Также ис­пользуют сложные методы намотки трансформатора, направленные на уменьшение индуктивности рассеяния. В результате уменьшают игольчатый выброс на стоке транзистора до  2 — 5%.

Это позволяет, как минимум на 20% уменьшить требования к тран­зистору по напряжению, в нашем не­реальном сетевом случае появляются цифры 893^1190 В. Уже лучше, т.к. может пройти транзистор с напряже­нием 900 В, а такие транзисторы с удовлетворительными характеристи­ками выпускает несколько фирм.

Далее на помощь в этом направле­нии решения проблемы приходит только вариант с уменьшением макси­мального коэффициента заполнения. Для сетевых источников электропита­ния по схеме ООП обычно использу­ют @макс = 0,4 — 0,5. Тогда можно ре­комендовать:

clip_image036

А это уже реальный случай, т.к. можно применять широко распрост­раненные транзисторы на 700 В. Хо­тя заметим, что для КПД работа с меньшими коэффициентами заполне­ния импульсов не самое радостное де­ло — растут потери.

Но как же уменьшить паразитный выброс напряжения без снижения КПД, как использовать энергию это­го выброса в мирных целях?

Здесь уважаемый читатель вспом­ним о замечательной схеме, рассмот­ренной во втором классе.

ЕЩЕ РАЗ ЗАМЕЧАТЕЛЬНАЯ СХЕМА

Это тот же косой полумост, но для ОПП (см. рис. 3).

В этой схеме энергия паразитных выбросов напряжения рекуперирует­ся в первичный источник питания с помощью диодов VD3. Что и позво­ляет сохранить высокий КПД.

И самое главное — эта схема поз­воляет иметь самое низкое напряже­ние на стоке силовых транзисторов VT1. Оно не превышает напряжение питания ивх. Конечно, уважаемый читатель понимает, что силовые тран­зисторы должны открываться и зак­рываться одновременно.

Схема косого полумоста может эф­фективно применяться в ООП, пред­назначенных для работы с повышен­ными входными напряжениями пита­ния. Как мы ранее указывали, эта за­мечательная схема позволяет исполь­зовать относительно дешевые силовые транзисторы с невысоким пробивным напряжением. В этом случае один из ее недостатков, т.е. последовательное включение на пути рабочего тока об­мотки w1 трансформатора Т1 двух транзисторов, сглаживается тем, что низковольтные транзисторы имеют по­ниженное сопротивление открытого канала, вследствие чего больших по­терь мощности не происходит.

ТАК КТО ЖЕ ЛУЧШЕ, МЕРСЕДЕС ИЛИ ПЕЖО?

Т.е. одинарный однотактный обрат-ноходовой преобразователь или оди­нарный однотактный прямоходовой преобразователь, ООП или ОПП. По-

смотрите на дороги (для этого лучше временно перенестись за рубеж). Ездят и те, и другие, а иногда Пежо даже ча­ще встречаются, чем Мерседесы.

Вот и на этот вопрос, уважаемый читатель, не торопитесь отвечать.

Давай проведем некоторые сравне­ния.

По максимальному напряжению на силовом транзисторе для одинар­ного однотактного преобразователя напряжения, если не используется за­мечательная схема косого полумоста, необходимо

clip_image038

Т.е. здесь Пежо заметно обгоняет. По максимальному току:

clip_image040

они практически одинаковы.

По возможности использовать за­мечательную схему косого полумоста наши Пежо (ООП) и Мерседес (ОПП) идут вровень.

Конечно, схемотехнически ООП проще ОПП. Особенно, когда в попу­лярных журналах рисуется только уп­рощенная силовая часть, этак элементов на пять — шесть. Тогда бросается в гла­за, что в ООП выходного дросселя-то нет! Конечно, это хорошо, моточных элементов меньше. Однако в реальной схеме, содержащей всегда не один деся­ток компонентов — уважаемый чита­тель, не берите схемы из рекламных ста­тей! — количественное различие в ком­понентах ООП и ОПП нивелируется.

Дальнейшее расследование этого детективного момента приводит к сле­дующим сравнениям и вопросам.

Что лучше: иметь два моточных элемента, каждый из которых оптими­зирован по электромагнитным и конструктивным параметрам вслед­ствие принципиальной возможности разделить функции трансформатора и дросселя в разные компоненты для ОПП, или иметь недооптимизирован-

ный трансформатор на плохом для трансформатора магнитопроводе дрос­селя и одновременно иметь дроссель, которому явно мешают трансформа­торные атрибуты в ООП?

Что лучше для надежности: иметь на выходе целую гирлянду алюмини­евых (зато очень дешевых) или в луч­шем случае танталовых или керами­ческих (но и те, и другие безумно до­роги) конденсаторов в ООП или зна­чительно сократить количество вы­ходных конденсаторов, переложив значительную долю функции фильт­рации на выходной дроссель в ОПП?

Что лучше для массового произво­дства: мотать только один много об­моточный компонент или мучится с намоткой двух разнородных неуни-фицированных компонентов?

Далее сюда спорщики могут доба­вить, что с ООП гораздо легче реали-зовывать широкий диапазон измене­ния входного напряжения, другие ар­гументировано докажут, что в ОПП все-таки путь прохождения энергии при преобразовании короче и прямее (может быть, поэтому он прямо хо­дит?) и, как следствие, КПД чуть вы­ше и т.д., и многое т.п.

Научный и производственный опыт автора сурово показал, что:

Заранее, априори, при выборе структуры однотактного преобразо­вателя напряжения невозможно от­дать предпочтение ОПП или ООП, ориентируясь только на энергетичес­кие характеристики: ток, напряже­ние, мощность, КПД.

Сами понимаете, иначе большин­ство ездило бы только на Мерседесах или только на Пежо.

Необходимо, в каждом конкрет­ном случае ОБЯЗАТЕЛЬНО подроб­но рассмотреть оба варианта. И при­нимать во внимание не только напря­жения, токи, мощности, диапазоны их изменения, поведение энергетичес­ких характеристик в прогнозируемых критических и переходных режимах.

Необходимо рассмотреть тонкости технологии производства, конструк­тивные принципы, закладываемые в изделие, условия теплопередачи, ва­рианты компоновки, ограничения по выбору рабочей частоты, необходи­мость или вредность дробления круп­норазмерных моточных компонентов на части, требования низкопрофиль-ности и многое другое.

Таким образом, выбор может быть сделан только с учетом множе­ства конкретных условий и ограни­чений, в ряде случаев конструктив­но-технологического и производ­ственного плана, нежели электричес­кого и научного.

Ну а как же быть с рекомендаци­ями некоторых ученых, которые гра­ницу применяемости ООП и ОПП приводят в виде указующего мощно-стного разделения?

Автор (улыбаясь) думает, что по­лет ученой мысли не ограничен^

1 комментарий

  1. olena ua says:

    Гончаров – это просто жесть! От его смейтесь или автор смеётся – мозг сносит! Пежо и мерседесы….бред!!!!

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты