Что такое АЦП

June 27, 2010 by admin Комментировать »

Номенклатура аналого-цифровых преобразователей существенно больше, чем ЦАП. Однако все разнообразие их типов можно свести к трем разновид­ностям: это АЦП параллельного действия, АЦП последовательного прибли­жения и интегрирующие АЦП. Рассмотрим их по порядку.

АЦП параллельного действия

АЦП параллельного действия— это зеркально отраженный простейший ЦАП на основе дешифратора, описанный в предыдущем разделе. В таких АЦП имеется делитель из к одинаковых резисторов, к каждой ступени кото­рого подключен компаратор, сравнивающий напряжение на делителе с вход­ным сигналом. Выходы компараторов образуют равномерный код, вроде то­го, что используется для управления шкальными индикаторами в описанном ранее простейшем ЦАП. Эти выходы подключены к шифратору с к входами, который преобразует этот код в двоичный с числом разрядов «, равным \оё2{к).

Трудности на этом пути уже описывались: схема получается крайне громозд­кая, для «-разрядного кода требуется к =2" резисторов и компараторов, при­чем резисторов точно согласованных между собой, и компараторов также с как можно более идентичными характеристиками. Поэтому такие АЦП с раз­рядностью, большей 8, почти и не выпускают. А зачем их делают вообще? По одной простой причине — этот тип АЦП является самым быстродейст­вующим из всех, преобразование происходит фактически мгновенно и лими­тируется только быстродействием применяемых компараторов и логики. Фактическое быстродействие АЦП Tai^ro типа может составлять десятки и сотни мегагерц (наиболее экстремальные типы, как МАХ 108, допускают час­тоты до единиц гигагерц). Все остальные типы АЦП, как мы увидим, рабо­тают значительно медленнее.

АЦП последовательного приближения

АЦП последовательного приближения мы рассмотрим чуть подробнее — ввиду их практической важности. Хотя самим в настоящее время такие АЦП строить также не приходится, но для успешного использования их в инте­гральном исполнении следует хорошо понимать, как они работают. Именно такого типа АЦП обычно встроены в микроконтроллеры (см. главы 19 и 20).

Главная деталь АЦП последовательного приближения — ЦАП нужной раз­рядности (именно поэтому мы рассматривали ЦАП раньше, чем АЦП). На его цифровые входы подается код по определенному правилу, о котором да­лее. Выход ЦАП соединяется с одним из входов компаратора, на другой вход которого подается преобразуемое напряжение. Результат сравнения подается на схему управления, которая связана с регистром — формирователем кодов.

Есть несколько вариантов реализации процедуры преобразования. Самый простой выглядит следующим образом: сначала все разряды кода равны ну­лю. В первом такте самый старший разряд устанавливается в единицу. Если выход ЦАП при этом превысил входное напряжение, то есть компаратор пе­ребросился в противоположное состояние, то разряд возвращается в состоя­ние логического нуля, в противном же случае он остается в состоянии логи­ческой единицы. В следующем такте процедуру повторяют для следующего по старшинству разряда. Такой метод позволяет за число тактов, равное чис­лу разрядов, сформировать в регистре код, соответствующий входному на­пряжению. Способ довольно экономичен в смысле временных затрат, однако имеет один существенный недостаток — если за время преобразования вход­ное напряжение меняется, то схема может ошибаться, причем иногда вплоть до полного сбоя. Поэтому в такой схеме обязательно приходится ставить на входе устройство выборки-хранения, о котором далее. .

В другой модификации этой же схемы для формирования кодов используется реверсивный счетчик, подобный 561ИЕ11, с нужным числом разрядов. Вы­ход компаратора попросту подключают к выводу переключения направления счета. Изначально счетчик сбрасывают в нули во всех разрядах, после чего подают на него тактовые импульсы. Как только счетчик досчитает до соот­ветствующего значения кода, и выход ЦАП превысит входное напряжение, компаратор переключает направление счета, и счетчик отрабатывает назад. После окончания этого периода установления, если напряжение на входе не меняется, величина кода все время колеблется в пределах младшего разряда. Здесь выбросы не так страшны, но большое время установления и неизвест­ное заранее время реакции на быстрые изменения входного сигнала являются недостатком такого АЦП, получившего название «следящего».

Теперь об устройствах выборки-хранения (УВХ). В простейшем случае это все тот же аналоговый электронный ключ, на вход которого подается изме­ряемый сигнал, а на выходе стоит конденсатор. До начала измерения ключ открыт, и напряжение на конденсаторе повторяет входное напряжение со всеми его изменениями. В момент начала измерения ключ запирается, и в дальнейшем в качестве измеряемого фигурирует уже напряжение, запасенное на конденсаторе, а изменения на входе на измерительную схему не влияют.

Все, казалось бы, просто, но наличие УВХ, прежде всего, достаточно силь­но замедляет процесс, так как ключ имеет конечное сопротивление и вме­сте с конденсатором образует ФНЧ, который требует времени для установ­ления нового значения напряжения и может искажать форму сигнала. Кроме того, как бы ни было великб входное сопротивление компаратора, оно конечно, да и ключ также имеет не бесконечно большое сопротивление в закрытом состоянии. Иногда в схеме присутствует и элемент для прину­дительного сброса конденсатора (обнуления его), наконец, конденсатор также имеет собственные утечки— все это вынуждает увеличивать ем­кость конденсатора и еще больше снижать быстродействие схемы. В инте­гральных АЦП подобного рода нередко даже предоставляется выбор между точностью и быстродействием.

Кроме выборки-хранения, в АЦП последовательного приближения требуется также время на вывод данных и подготовку к следующему циклу измерения. Все указанные причины приводят к тому, что наиболее распространенные 10—12-разрядные АЦП последовательного приближения имеют реальное быстродействие не выше 50—200 кГц. Как пример достаточно продвинутой модели приведем МАХ 1132, который имеет разрешение 16 бит при частоте выборок 200 кГц. Тем не менее, АЦП последовательного приближения очень распространены и применяются там, где требуется средняя точность при дос­таточно высоком быстродействии.

Интегрирующие АЦП

Наиболее точными и одновременно самыми медленными являются интегри­рующие АЦП. Их мы разберем наиболее подробно, потому что, во-первых, они могут» быть достаточно просты схемотехнически, и иногда даже целесо­образно самому соорудить такой узел схемы на дискретных элементах, чем подбирать подходящий чип, и во-вторых, этот тип АЦП наиболее часто при­меняется в радиолюбительской практике (если не считать встроенных в мик­роконтроллеры АЦП последовательного приближения). Далее в этой главе мы сконструируем на основе готового АЦП такого типа цифровой термометр с достаточно хорошими характеристиками.

Разных типов интегрирующих АЦП вообще-то не меньше десятка, но здесь мы подробно рассмотрим только три разновидности. Кстати, интегрирующие АЦП являются примером того, что цифровая техника вовсе не всегда дости­гает наивысшей точности в сравнении с аналоговой — центральным узлом этих, как мы уже сказали, наиболее точных преобразователей, является чисто аналоговый интегратор на ОУ.

Схема самого простого интегрирующего АЦП показана на рис. 17.4. Это так называемый АЩ1 с однократным интегрированием. В начале преобразования на вход С динамического D-триггера поступает положительный фронт, кото­рый устанавливает выход Q в состояние логической единицы. Она является разрешающим уровнем для элемента «И-НЕ», и на вход счетчика поступают импульсы. Одновременно через выход Q запирается транзистор VT1. Кон­денсатор начинает заряжаться от источника стабильного тока. При равенстве значения входного измеряемого напряжения и напряжения на конденсаторе компаратор срабатывает и обнуляет триггер («ворота» на логическом элемен­те «И-НЕ» запираются, транзистор открывается и разряжает конденсатор, счетчик обнуляется). Количество импульсов, накопленных в счетчике к это­му моменту, пропорционально входному напряжению.

Источник тока вместе с конденсатором в данном случае образуют так на­зываемый ГЛИН— генератор линейно изменяющегося напряжения. Схему можно упростить, если вместо источника тока поставить простой резистор, питающийся от стабильного источника напряжения, но так как форма кри­вой нарастания напряжения при этом не линейная, а экспоненциальная (см. рис. 5.7 в главе 5), то приходится ограничиться небольшим диапазоном входных напряжений, где форма кривой еще близка к прямой линии. Одна­ко на практике так часто и поступают, поэтому источник тока я подробно не рисовал.

clip_image002

Рис. 17.4. АЦП однократного интегрирования

Если все же задаться целью расширения входного диапазона вплоть до зна­чений, близких к напряжению питания, то придется делать «нормальный» источник тока. Использование простого полевого транзистора, как мы делали в схеме лабораторного источника питания (рис. 9.11), не выход, так как он все же является достаточно грубым источником. С другой стороны, чем го­родить источник тока (например, по варианту, представленному на рис. 12.5, г), проще вообще построить ГЛИН по-иному, в виде обычного ин­тегратора по рис. 12.5, б, только добавив к нему ключ для сброса по оконча­нии преобразования.

Подробности

Для сброса можно использовать вместо полевого обычный маломощный /?-р-/?-транзистор, но диапазон входного напряжения будет тогда ограничен еще и снизу значением напряжения на коллекторе открытого транзистора (примерно 0,3 В). Поэтому при снижении питания до 5 В лучше для сброса использовать электронный ключ, вроде 561 КТЗ. При конструировании таких схем на микро­контроллерах (см. далее) для сброса конденсатора можно применить тот же вывод порта, который является входом компаратора, если его переключать на вход в рабочем цикле и на выход с нулевым уровнем для сброса.

У схемы по рис. 17.4 единственное достоинство— простота, и куча недос­татков. При взгляде на нее непонятно, чего это я ранее распинался насчет выдающихся характеристик интегрирующих АЦП. Главным ее недостатком является то, что результат преобразования тут зависит от всего на свете — от стабильности источника тока и самого ГЛИН (и каждого его элемента в от­дельности, в первую очередь — конденсатора), от стабильности порога ком­паратора, от неидеальности ключа для сброса и т. п. Еще хуже то, что схема в данном варианте срабатывает от мгновенного значения входного сигнала и потому весьма восприимчива к его дребезгу и вообще любым помехам. А если тактовая частота случайно окажется кратной частоте помехи (в пер­вую очередь сетевой с частотой 50 Гц), то мы вообще можем получать каж­дый раз значения, весьма далекие от истины^. Поэтому такая схема годится лишь для измерения сигналов постоянного тока — для контроля напряжения батареек или чего-нибудь в этом роде (подобная схема, например, использу­ется в компьютерном игровом порту для измерения положения привязанного к движку потенциометра управляющего рычага джойстика).

В то же время преобразование длится все равно достаточно долго, так как обычные значения тактовой частоты, при которых схема еще работает при­емлемо, лежат в диапазоне максимум десятков килогерц (если, конечно, спе­циально не использовать быстродействующие компараторы и логику), то есть для достижения разрешающей способности в восемь разрядов (больше все равно не выжмешь) частота отсчетов составит в лучшем случае 100 Гц, на практике же еще меньше. Может быть, использовать этот факт и измерять не мгновенное, а среднее значение сигнала за время преобразования?

Сделать это несложно — достаточно подать измеряемое напряжение на вход ГЛИН, а опорное — на компаратор. Тогда сигнал будет интегрироваться за время преобразования, причем интегрироваться очень точно, мы будем полу­чать истинное среднее арифметическое значение сигнала за это время. Но легко увидеть, что сама функция преобразования при этом окажется обрат­ной — то есть время заряда (и значение выходного кода на счетчике) окажет­ся обратно пропорциональным значению входного напряжения. Это неудоб­но, так как сильно усложняет обработку результата. Можно использовать какой-нибудь хитрый метод деления частоты с использованием реверсивного счетчика,’ можно также попробовать инвертировать входной сигнал и затем сдвинуть его в положительную область, но все это приводит к усложнению схемы, причем неоправданному — сама по себе точность преобразования в любом случае не увеличится, избавляемся мы только от помехи.

По всем этим причинам АЦП с однократным интегрированием, несмотря на его простоту, в настоящее время не употреб1ляют вообще и даже не выпуска­ют в виде специализированных микросхем. Единственная область, где можно было бы рекомендовать использовать такой метод — использование микро­процессоров, имеющих встроенный компаратор. В этом случае с помощью одного внешнего резистора и конденсатора можно получить простейший преобразователь аналогового сигнала в код. Но и эта рекомендация потеряла в настоящее время всякий смысл, так как доступны микроконтроллеры со встроенными «нормальными» АЦП, без всяких внешних элементов, причем мультиканальными, с гарантированной точностью, и разрешением до 10-ти и даже 12-ти разрядов, чего для большинства практических нужд более чем достаточно.

Пожалуй, рассказ об АЦП однократного интегрирования получился чересчур затянутым, но это оправданно, так как мы теперь знаем, к чему нам стре­миться. И я предвкушаю изумление читателя, когда он узнает, как можно преодолеть чуть ли не все перечисленные выше недостатки, как говорится, одним махом, и притом не слишком усло>княя схему. Интегрирующие АЦП не получили бы такого распространения и заслуженной репутации «самых стабильных», если бы не это обстоятельство.

clip_image004

Рис. 17.5. Цикл работы АЦП двойного интегрирования: 1 —- идеальный случай; 2 —- при сдвиге порога компаратора; 3 — при изменении емкости конденсатора

Идея метода, который называется «двойным» или «двухстадийным» интег­рированием, показана на рис. 17.5. Посмотрим сначала на график, обозна­ченный цифрой 1. В первую часть цикла работы за фиксированное время так­та /2 – /] конденсатор интегратора заряжается током, который определяется входным (измеряемым) напряжением f/вх- Во второй части этот конденсатор разряжается точно известным током, определяющимся опорным напряжени­ем Uon, до момента равенства напряжения нулю (/3). Чем больше входное на­пряжение, тем до большей величины зарядится конденсатор в первой части, и тем дольше он будет разряжаться во второй. Легко показать, что отношение интервала времени /3 ~ ^2 к известному времени такта /2 ~ Л будет равно от­ношению входного напряжения U^x к опорному Uon- Таким образом, измерив полученный интервал времени /3 ~ t2 обычным методом с помощью счетчика, как это сделано в схеме на рис. 17.4, мы получим на выходе код, пропорцио­нальный входному напряжению.

На самом деле напряжение, до которого разряжается конденсатор, задается порогом компаратора и может в общем случае быть отличным от нуля на ве­личину 5 за счет «гуляния» порога, например, при изменении температуры. Но так как в начале цикла измерения напряжение определялось тем же зна­чением порога, то, как вы видите из графика 2 на рис. 17.5, в данном случае имеет значение только изменение порога за время преобразования. А оно да­же в самых «неповоротливых» АЦП такого типа не превышает долей секун­ды, потому это изменение можно не принимать в расчет. На результате не скажется и изменение емкости конденсатора, так как при этом наклон пря­мой и заряда и разряда изменится в одинаковой степени (график 3).

В самых точных АЦП такого типа дополнительно проводят цикл «автокор­рекции нуля», когда на вход подают нулевое напряжение и результат потом вычитают из значения кода, полученного в рабочем цикле. Мало того, здесь даже не требуется «кварцованная» частота, и всю схему можно заводить от любого RC-генератора при условии, что время такта /2А и частота заполне­ния «ворот» для подсчета длительности результирующего интервала /3 – /2 задаются от одного и того же генератора.

Но чудес не бывает — точность и стабильность преобразования здесь полно­стью определяются точностью и стабильностью значения Uon- От этого нику­да не денешься, и, как мы говорили, это общее условие для всех без исклю­чения конструкций АЦП и ЦАП. Между прочим, обратите внимание, что f/вх и Uon образуют в совокупности нечто вроде неинвертирующего и инверти­рующего входа ОУ. Эта аналогия куда более полная, чем кажется, и, манипу­лируя этими величинами, можно выделывать с выходным кодом всякие шту­ки, в частности, подгонять масштаб преобразования к нужному диапазону. Другое облегчение, которое можно получить от этой связи, заключается в возможности проведения относительных измерений, когда входное и опор­ное напряжения получаются от одного источника и тем самым имеют одина^ ковую относительную погрешность (получается нечто вроде явления ослаб­ления синфазного сигнала в ОУ).

Кстати, в интегрирующих АЦП такого рода для более полного подавления помех нужно делать первую часть цикла интегрирования именно кратным периоду помехи. Тогда в цикле укладывается целое число периодов помехи и она усредняется. Практически наибольшее влияние оказывает сетевая помеха частотой 50 Гц, поэтому частоту цикЛов стараются делать в круглых числах.

Простой вариант практической схемы АЦП двойного интегрирования (пре­образователя напряжение-время, ПНВ) показан на рис. 17.6. Счетная часть на схеме не показана. Для понимания того, как работает схема, следует обратить внимание, что управляющий вход Y у ключей типа 590КН2 инверсный, то есть при низком уровне на управляющем входе ключ распахнут, а при высо­ком — заперт.

Рассмотрим диаграмму работы (рис. 17.6, справа). В момент отрицательного перепада на тактовом входе Т, RS-триггер устанавливается в единицу по вы­ходу Q. Так как на входе Т в этот момент отрицательный уровень, ключ D1/1 открывается, остальные ключи заперты. Конденсатор подключается в обрат­ную связь верхнего ОУ (DA1/1) и начинается цикл интегрирования входного напряжения (напряжение на конденсаторе возрастает по абсолютной величи­не, то есть на выходе DA1/1 падает, так как интегратор инвертирующий). В момент окончания отрицательного полупериода тактовой частоты ключ D1/1 запирается, а ключ D1/3 открывается, заряженный конденсатор оказывается подключенным в обратную связь второго ОУ (DA1/2). Начинается цикл ин­тегрирования опорного напряжения (изменение напряжения на конденсаторе показано на диаграмме пунктирной линией). Так как обратная связь в первом ОУ теперь отсутствует, то он сработает, как компаратор — сначала на его выходе установится напряжение, равное отрицательному питанию (или близ­кое к нему), а в момент равенства напряжения на конденсаторе нулю выход резко устремится от отрицательного к положительному питанию (но его ог­раничит на уровне примерно +0,6 В включенный в обратную связь диод, ко­торый нужен для того, чтобы не затягивать переходной процесс). Положи­тельный перепад передастся на обнуляющий вход RS-триггера и установит его выход Q в состояние логического нуля. При этом откроется ключ D1/2 и закоротит конденсатор, прерывая таким образом процесс интегрирования. На входе верхнего ОУ установится напряжение, равное нулю, а на выходе, во­обще говоря (так как обратная связь по-прежнему отсутствует), оно станет неопределенным, и на диаграмме показано условно в виде нулевого уровня.

clip_image006

Рис. 17.6. Простой вариант АЦП двойного интефирования (ПНВ)

Это состояние длится до конца периода тактовой частоты, а с отрицательным перепадом на входе Т ключи D1/3 и D1/2 закроются, и все начнется сначала. На выходе схемы образуется положительный импульс напряжения, длитель­ность которого /з – /2 пропорциональна входному напряжению, согласно со­отношению, сформулированному ранее.

Схема рассчитана для получения разрешающей способности 12 разрядов или 4096 градаций. Стабильность схемы напрямую зависит от стабильности рези­сторов, поэтому их нужно выбирать с точностью не хуже 0,1%, в этом случае абсолютная точность может достигнуть 10 разрядов без дополнительной ка­либровки. Однако Uon тоже должно иметь не меньшую стабильность, поэто­му для его получения следует использовать прецизионные источники опор­ного напряжения. В данном случае подойдет микросхема МАХ875, дающая на выходе 5 В с точностью 0,04%. Подробный анализ всех погрешностей этой схемы, в том числе температурных, занял бы слишком много места, по­этому рассмотрим еще только принцип выбора частоты преобразования и требования к элементам.

Максимальная частота отсчетов может быть подсчитана из следующих сооб­ражений. Так как мы имеем дело с КМОП, то максимальную частоту счетных импульсов примем равной 1 МГц. Нам требуется обеспечить 12 разрядов, то есть число импульсов за время «ворот» при максимально возможном входном напряжении, равном опорному, должно составить как минимум 4096 штук. По­делив 1 МГц на это число, мы получим частоту около 244 Гц, однако ее надо еще уменьшить вдвое, так как у нас в рабочем периоде должно быть два та­ких такта— прямого и обратного интегрирования. Итого получаем 122 Гц, что и есть максимальная частота при выбранной элементной базе. Исходя из этого выбраны величины сопротивлений и емкость конденсатора. При ука­занных на схеме их величинах, напряжение на выходе интегратора при вход­ном напряжении 5 В достигнет примерно 9 В за время интегрирования, рав­ное половине периода частоты 122 Гц.

Входное напряжение ограничено для данной схемы диапазоном от нуля до примерно 4,95 В. Напряжение выше этого значения расстроит работу схемы, потому что импульс обнуления за счет RC-цепочки все еще будет длиться, когда придет импульс установки. Импульс обнуления можно было бы сокра­тить, например, за счет введения «корректной» дифференцирующей цепочки (по рис. 16.6, а), но к ограничению уровня входного напряжения ведет и дру­гое обстоятельство — а именно конечное время разряда конденсатора через ключ при приведении схемы в исходное состояние. При использованных на схеме элементах и при условии достаточно полного разряда оно составит не менее 20—30 микросекунд (сопротивление ключа около 50 Ом), то есть до 1% от максимальной длительности, что и ограничивает время рабочего им­пульса и максимальное напряжение примерно на эту величину. Избавиться от этого можно только усложнением схемы и введением дополнительного ин­тервала специально для обнуления — в серийных АЦП так и поступают.

О выборе элементов. При указанных частотах скорость нарастания сигнала на выходе верхнего по схеме ОУ, служащего компаратором, должна быть такой, чтобы сигнал изменялся от напряжения насыщения до нуля не более чем в пределах одного импульра счетной частоты, длящегося 1 мкс. То есть скорость нарастания должна быть не меньше 10 В/мкс, иначе мы получим ошибку за счет неточного определения момента окончания интегрирования (то же требование справедливо и для скорости срабатывания ключей). Вто­рое требование к ОУ — для более точного интегрирования желателен доста­точно малый входной ток смещения, не более нескольких наноампер. Он рассчитывается исходя из величины максимального тока интегрирования, в данном случае около 250 мкА, деленного на ту же величину в 12 разрядов, то есть 4096. Входной ток ОУ должен удовлетворять условию «много меньше», чем полученная величина около 60 нА.

Если принять во внимание допустимое напряжение питания (не менее 12 В), то не так уж и много ОУ удовлетворят указанным требованиям. Микросхема ОРА2132 (два ОРА132 в одном корпусе DIP-8) фирмы Texas Instruments представляет собой прецизионный ОУ с высоким быстродействием (полоса 8 МГц, скорость нарастания до 20 В/мкс), очень малым входным током сме­щения (50 пА) и высоким допустимым напряжением питания до ±18 В. Из классических отечественных ОУ в коридор требований с некоторой натугой влезет 544УД2 или некоторые ОУ серии 574. Впрочем, номенклатуру при­годных чипов можно значительно расширить, если снизить напряжение пи­тания до ±5 В (при этом допустимый диапазон входного напряжения необя­зательно снизится, так как оно может превышать напряжение питания, просто манипулировать многими питаниями неудобно) и/или уменьшить час­тоту счета, например, до 100 кГц (частота отсчетов снизится до 12 Гц, а тре­бования к быстродействию ОУ соответственно уйадут). Все это иллюстриру­ет сложности, которые приходится преодолевать разработчикам при проектировании подобных АЦП в интегральном исполнении, и объясняет, почему интегрирующие АЦП обычно работают так медленно — у большин­ства прецизионных АЦП частота отсчетов не превыщает величины несколько десятков или сотен герц.

Сконструированное нами АЦП относится к типу ПНВ— преобразователей напряжение-время. Ранее широко использовались ПНЧ— преобразователи напряжение-частота (в основном на основе микросхемы 555, см. главу 16), однако большинство их реализаций обладает тем же недостатком, что и од­нократный интегратор, то есть в них точность зависит от качества компонен­тов напрямую. Сейчас мы рассмотрим интегрирующий преобразователь, ко­торый также использует двойное интегрирование, но на выходе его получается не интервал времени, который еще нужно сосчитать, а число-импульсный код, то есть сразу число импульсов за определенный промежу­ток времени, пропорциональное входному напряжению. Это не частота, как можно бы подумать, точнее, не совсем частота.

АЦП такого типа (преобразователи напряжение-код, ПНК) называются еще дельта-сигма-преобразователями или АЦП с уравновешиванием заряда. Они широко распространены в интегральном исполнении, большинство наиболее высокоразрядных АЦП построены именно так. Я не буду рисовать подроб­ную схему с указанием типов компонентов и разводкой выводов, потому что принципы подбора комплектующих сильно зависят от необходимой точности и разрешающей способности (разрядности), а самостоятельно строить такие схемы нет особого резона.

clip_image008

Рис. 17.7. Принцип работы АЦП с уравновешиванием заряда

Принципиальная схема работы ПНК показана на рис. 17.7. Работает она сле­дующим образом. Как только напряжение на выходе интегратора DA1 стано­вится меньше нуля, компаратор D1 переключается, и тактовые импульсы на­чинают поступать на вход счетчика и одновременно на ключ, коммутируя источник опорного тока к суммирующей точке интегратора. Входной ток Дх и опорный /оп имеют разные знаки и опорный больше по величине, поэтому с каждым тактовым импульсом напряжение на конденсаторе будет уменьшать­ся, а на выходе интегратора— стремиться к нулю. Как только оно опять сравняется с нулем, компаратор переключится, и тактовые импульсы пере­станут поступать на счетчик и на ключ. Заряд, который сообщается интегра­тору за каждый тактовый импульс, строго одинаков, поэтому количество та­ких тактовых импульсов в единицу времени N, необходимых для уравнове­шивания заряда, сообщаемого источником входного напряжения, будет в точности пропорционально входному напряжению. Разумеется, токозадаю-щие резисторы в цепи входного и опорного напряжения вовсе не обязаны быть равны друг другу, но в любом случае число N будет пропорционально входному току и обратно пропорционально опорному, если соблюдается со­отношение /оп ^ /вх. при их равенстве число импульсов N за секунду будет равно тактовой частоте. Манипулируя величиной Uon и номиналами резисто­ров, можно получать различный масштаб. Отметьте, что импульсы на входе счетчика, представляющие число N, могут быть неравномерно распределены во времени, и тем самым ПНК отличается от ПНЧ.

Здесь точность преобразования зависит практически только от стабильно­сти /оп (Uon)— при условии, конечно, выбора остальных компонентов по быстродействию в соответствии с рекомендациями для АЦП двойного ин­тегрирования. Автор этих строк строил схему подобного ПНК на самых что ни на есть рядовых элементах— ключах 590КН2, ОУ 544УД1 и КМОП 561-й серии, в качестве источника тока использовалась схема по типу рис. 12.5, г на ОУ 140УД20 и стабилитроне КС 170. Тем не менее, при так­товой частоте 2048 Гц (то есть разрешающей способности 11 разрядов при времени измерения 1 с), стабильность схемы составляла не хуже 3 единиц кода (0,15%) в диапазоне от -18 до +40 градусов! А если тщательно прора­ботать вопрос стабильности и быстродействия элементов, то можно полу­чить нечто вроде МАХ 1400— прецизионного 18-разрядного АЦП с быст­родействием 4800 отсчетов в секунду.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты