Синхронный понижающий преобразователь на 10 Вт

December 5, 2011 by admin Комментировать »

Этого пример является результатом "перепроектирования" проекта, рассмотренного в разделе 3.15.1, демонстрирующего способ включения в источник питания синхронных выпрямителей.

При проектировании синхронного импульсного источника питания следует быть очень внимательным при выборе микросхемы управления. Ради максимизации КПД и минимизации занимаемого пространства средний синхронный контроллер получает много свободы в работе системы, что делает его пригодным только для приложения, указанного поставщиком микросхемы. Многие тонкости работы не могут быть определены без полного прочтения спецификации. Например, всякий раз, когда я пытаюсь разработать синхронный преобразователь и пробую использовать готовые микросхемы, мне приходится выбрасывать три-четыре проекта. Это связано с тем, что я сталкивался с неожиданными функциональными режимами, которые нельзя обойти или модифицировать из-за того, что какую-то функцию нельзя вывести ни на один из контактов. Излишне говорить, что подобные преграды всегда возникают на пути тех, кто хочет сделать что-либо, отличное от простого копирования хорошо отработанных решений.

Конечная схема рассматриваемого преобразователя показана на рис. 4.19.

Рис. 4.19.

Спецификация проекта

Диапазон входного напряжения: 0-14 VDC. Выходное напряжение: +5 VDC. Номинальный выходной ток: 2 А. Предел перегрузки по току: 3 А.

Напряжение пульсации на выходе: +30 мВ (двойная амплитуда). Нестабильность на выходе: ± 1%. Максимальная рабочая температура: +40С°

Предпроектные оценки "черного ящика"

Выходная мощность: +5 В ■ 2 А = 10 Вт (максимальная). Входная мощность: Pout / оценочный КПД = 10 Вт / 0,9 = 11,1 Вт. Потери на ключе: (11,1 – 10) Вт • 0,5 = 0,5 Вт. Потери на ограничивающем диоде: (11,1 – 10) Вт ■ 0,5 = 0,5 Вт.

Средние входные токи

Вход с низким уровнем сигнала: 11,1 Вт / 10 В = 1,11 А.

Вход с высоким уровнем сигнала: 11,1 Вт /14 В = 0,8 А.

Оценочный максимальный ток: 1,4 • /out(rated) = 1,4 ■ 2,0 А = 2,8 А.

Желаемая частота работы составляет 300 кГц.

Проектирование индуктора (см. раздел 3.5.5)

Наихудшее условия эксплуатации — при высоком входном напряжении.

Здесь: ^п(тах) — максимально возможное входное напряжение; Voul — выходное напряжение; /out(mm) — ток при наименьшей ожидаемой нагрузке; /sw — частота работы.

В качестве индуктора следует выбрать кольцевой сердечник для поверхностного монтажа пластиковой монтажной панели с J-образными выводами. Существуют стандартные индукторы для поверхностного монтажа многих производителей. Выберем модель D03340P-333 от компании Coilcraft с индуктивностью 33 мкГн.

Выбор полевых МОП-транзисторов ключа и синхронного выпрямителя

Ключ

В качестве ключ должен выступать мощный полевой МОП-транзистор с каналом n-типа и трансформаторной связью. Для экономии места на печатной плате воспользуемся МОП-транзистором с двойным n-каналом в корпусе SO-8. Максимальное входное напряжение составляет 14 VDC, следовательно, приемлемо напряжение FDss номиналом +30 В или более. Максимальный ток составляет 2,8 А.

Первым шагом в процессе выбора будет определение максимального сопротивления RDS(оп) для требуемых полевых МОП-транзисторов. Находим его путем проверки температурной модели (см. Приложение А):

Желательно также удерживать уровень рассеяния тепла для данного устройства на уровне менее 1 Вт, так что оценка RDS(on) должна быть не меньше, чем:

Выбираем полевой МОП-транзистор с двойным n-каналом FDS6912A с сопротивлением в состоянии проводимости 28 мОм при FGs = 10 В в корпусе SO-8.

Синхронный диод

Параллельно внутреннему диоду полевого МОП-транзистора следует включить диод Шотки с номиналом около 30% от непрерывного номинала синхронного МОП-транзистора. Это даст около 0,66 А при 30 В. Воспользуемся диодом MBRS130. При силе тока 0,66 А этот диод дает падение прямого напряжения 0,35 В.

Альтернативный выбор

Компания Fairchild Semiconductor на момент написания этой книги выпускала диод Шотки,Ю интегрированный с полевым МОП-транзистором, причем этот параллельный диод помещен прямо на кремниевом кристалле транзистора (SyncFET).

SyncFET содержит полевой МОП-транзистор с n-каналом сопротивлением 40 мОм, совмещенный с собственно SyncFET сопротивлением 28 мОм. Этот элемент имеет номер FDS6982S.

Выходной конденсатор (см. раздел 3.6)

Емкость выходного конденсатора определяется по следующей формуле:

Основной "заботой" как для входного, так и для выходного конденсаторов является ток пульсации, входящий в конденсатор. В данном примере ток пульсации идентичен переменному току индуктора. Максимальные пределы для тока индуктора составляют 2,8 А для /реак и около половины максимального выходного тока, т.е. 1,0 А. Таким образом, ток пульсаций составляет 1,8 А (двойная амплитуда), или оценочное значение RMS составляет 0,6 А (около 1/3 двойной амплитуды пульсаций).

Воспользуемся танталовым конденсатором для поверхностного монтажа, поскольку он обычно показывает всего 10-20% от ESR электролитических конденсаторов. Кроме того, уменьшим номиналы кандидатов на 30% при температуре окружающей среды +85 С.

Лучшие конденсаторы, подходящие для наших целей, изготовляет компания AVX. Они имеют очень низкий уровень ESR и, таким образом, могут работать с очень большими уровнями тока пульсаций. Эти конденсаторы исключительны. Включим параллельно следующих два элемента:

Конденсатор компании AVX:

. TPSE107M01R0150— 100 мкФ (20%), 10 В, 150 мОм, 0,894 А™;

. TPSE107M01R0125 — 100 мкФ (20%), 10 В, 125 мОм, 0,980 А™.

Конденсатор компании Nichicon: F751A107MD — 100 мкФ (20%), 10 В, 120 мОм, 0,920 Amis-

Конденсаторы входного фильтра (см. разделы В.1 и В.2)

На этот конденсатор поступает волна тока той же формы, что и на ключ: трапецеидальная волна с начальным током около 1 А, повышающегося до 2,8 А, и с очень крутыми фронтами. Конденсатор входного фильтра работает в гораздо более суровых условиях, чем конденсатор выходного фильтра. Оценим значение RMS волны трапецеидальной формы как суперпозицию двух форм: прямоугольной с пиком 1 А и треугольной с пиком 1,8 А. Это дает оценку RMS, равную 1,1 А.

Емкость конденсатора входного фильтра вычислим по формуле:

При больших уровнях напряжения конденсаторы имеют меньшую емкость. Таким образом, это должны быть два конденсатора на 100 мкФ, включенные параллельно. Кандидатами на эту роль являются следующие конденсаторы компании AVX:

. TPS107M020R0085 — 100 мкФ (20%), 20 В, 85 мОм, 1,534 А™;

. TPS107M020R0200 — 100 мкФ (20%), 20 В, 200 мОм, 1,0 А™.

Выбор микросхемы контроллера (Ш)

Требуемые свойства микросхемы понижающего контроллера:

1.              Способность работать напрямую от входного напряжения.

2.              Ограничение перегрузки по току (двойная амплитуда).

3.              Драйверы с двухтактными выходными каскадами на полевых МОП- транзисторах.

4.              Управление задержкой между ключом и МОП-транзисторами синхронного выпрямителя.

На рынке присутствует совсем немного синхронных понижающих контроллеров, не рассчитанных на микропроцессорное применение в локальной стабилизации при напряжениях от +5 до +1,8 В (т. е. VDD = +12 В и Vin = +5 В). Имеются также микросхемы, у которых достаточно функций вынесено на выводы, так что их можно без труда приспособить для нужд своего приложения. Я отбросил сразу два изделия двух ведущих калифорнийских компаний (не побейте меня камнями) и нашел лишь одно подошедшее мне изделие: UC3580-3 от компании Unitrode/TI.

Внутреннее опорное напряжение, подаваемое на усилитель ошибки, составляет 2,5 В ± 2,5%.

Установка рабочей частоты (R7, R8 и С8)

Сопротивление R8 заряжает тактирующий конденсатор С8, a R7 разряжает его. Во-первых, необходимо определить максимальный рабочий цикл преобразователя. Поскольку выходное напряжение составляет около 50% самого низкого уровня входного напряжения, выбираем максимальный рабочий цикл 60%. По спецификации получаем:

Макс, рабочий цикл = Л8 / (Л8 + 1,25 R7) или Л8 = 1,875 R7.

Время зарядки составляет 0,6 / 300 кГц или максимум 2 мкс. В таблицах параметров для синхронизирующего конденсатора указано значение 100 пФ, которое достаточно мало и не рассеивает много энергии. Остановимся на нем. Таким образом, сопротивление R8 будет равно:

R8 = 2,0 мкс /100 пФ = 20 кОм;

R1 = 20 кОм / 1,875 = 10,66 кОм (принимаем 12 кОм).

Вольт-секундный ограничитель (R4 и С5)

В выбранной микросхеме реализован метод ограничения прямой связи по максимальной длительности импульса. С повышением входного напряжения ожидаемая рабочая длительность импульсов в понижающем преобразователе уменьшается. RC-осциллятор напрямую соединен со входным напряжением, и его тайм-аут обратно пропорционален входному напряжению. Длительность тайм-аута установлена примерно на 30% больше, чем ожидаемая рабочая длительность импульсов. Если проходной элемент остается проводящим в тот момент, когда вольт-секундный осциллятор находится в состоянии тайм-аута, то проходной элемент запирается.

Выбираем конденсатор С5 тоже емкостью 100 пФ, поскольку частота его тактирования примерно та же, что и у осциллятора. Это дает сопротивление R4, равное примерно 47 кОм.

Установка времени задержки между полевыми МОП-транзисторами

проходного элемента и синхронного выпрямителя

Можно было бы провести расчеты задержек переключения, как это описано в разделе 3.7.2, но на этапе макетирования все равно придется корректировать сопротивление резистора установки задержки (R6). Для нашего приложения подойдет стартовое значение 100 не. Типичная задержка при переходе полевого МОП-транзистора в состояние проводимости составляет около 60 не.

Микросхема производит асимметричную задержку. Исходя из графика в спецификации, сопротивление 100 кОм дает задержку включения проходного элемента примерно 110 не, а задержку выключения — 180 не.

На этапе макетирования это задержки можно уменьшить. Задержки такой длины приводят к тому, что диоды слишком долго проводят ток, приводя с слишком большим потерям.

Проектирование трансформатора управления затвором (Т1)

Трансформатор управления затвором представляет собой очень простой прямоходовый трансформатор с коэффициентом трансформации 1:1. К нему не предъявляется каких-либо экстраординарных требований, поскольку он — очень маломощный трансформатор со связью по переменному току (биполярный магнитный поток), работающий на частоте 300 кГц.

Выбираем ферритовый кольцевой сердечник диаметром около 10 мм, такой как К5Т10x2,5×5 (Bsat = 3300 Гс) от компании TDK или 266T125-3D3 (Bsat = 3800 Гс) от компании Philips.

Как сказано в разделе 3.5.3, количество витков для обеспечения магнитной индукции 1000 Гс (0,1 Тл), или 0,3Bsat, составляет:

У трансформатора управления затвором будет бифилярная обмотка, когда два идентичных провода (примерно #30 по AWG) наматываются одновременно равными витками. Для удобства трансформатор будет монтироваться на цоколе для поверхностного монтажа с четырьмя выводами в форме крыла чайки.

Резистор считывания тока (R15) и резисторный делитель считывания

напряжения (R11 и R13)

Микросхема предоставляет только контакт отключения с порогом активации минимум 0,4 В. Введем "икотный" режим защиты от перегрузки по току как форму резервной защиты. Для минимизации размеров резистора считывания тока применим один из вариантов считывающей цепи ограничения по току. Здесь 0,35 В будет внесено резистором резисторного делителя считывания напряжения (R14). Тогда сопротивление R15 будет:

R\5 = 0,05 В / 3 А = 16,6 мОм (принимаем 20 мОм).

Соответствующий резистор от компании Dale имеет номер WSL-2010-.02-05.

Пример считываемый ток, протекающий через резисторный делитель считывания напряжения, равным 1 мА. Это дает суммарное сопротивление R13 и R14 равным

Rswn = 2,5 В /1 мА = 2,5 кОм.

В этом случае, R14 = 0,35 В / 1 мА = 350 Ом (принимаем 360 Ом); R13 = = 2,5 кОм – 360 Ом = 2,14 кОм (принимаем 2,15 кОм при допуске1%).

Тогда R11 = (5,0 – 2,5)В /1 мА = 2,5 кОм (принимаем 2,49 кОм при допуске1%).

Компенсация контура обратной связи по напряжению (см. Приложение Б)

Это — прямоходовый преобразователь, работающий в режиме по напряжению. Для обеспечения оптимальной продолжительности переходных процессов воспользуемся методом двух полюсов и двух "нулей" компенсации.

Определение характеристик "схема управления – выход"

Полюс выходного фильтра определяется индуктором и конденсатором фильтра и имеет спад -40 дБ/декаду. Его номинальная частота излома характеристики составляет:

1 комментарий

  1. Johan says:

    А печатка мостового есть?

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты