ШИРОКОПОЛОСНЫЙ КАНАЛ СО СПЕКТРАЛЬНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ

March 25, 2012 by admin Комментировать »

Калинин В. И. Институт радиотехники и электроники Российской Академии наук (ИРЭ РАН) Пл. академика Б. А. Введенского, 1, Фрязино, Московская обл., – 141190, Россия Тел/Факс: +7(095) 5269049/7029572

Аннотация – Предложен метод спектральной кодовой модуляции широкополосных шумовых сигналов в результате некогерентной интерференции. Рассмотрен широкополосный канал передачи цифровой информации с когерентным сжатием шумового спектра в приемнике за счет двойной спектральной обработки.

I.  Введение

Применение широкополосных сигналов в системах передачи информации обеспечивает высокую пропускную способность каналов, позволяет ослабить воздействие многих видов помех и осуществить статистическое разделение сигналов при многолучевом распространении [1-3]. Широкополосные системы обладают высокой скрытностью излучений и электромагнитной совместимостью с радиоэлектронными средствами за счет передачи в эфир непрерывных во времени шумовых сигналов с низкой спектральной плотностью мощности [1-2].

В последние годы активно развиваются беспроводные системы связи с расширением спектра и кодовым разделением абонентских каналов (Wireless CDMA Communication Systems) [1,3]. Все каналы CDMA системы связи работают в общей полосе частот по 12,5 MHz на передачу и прием согласно стандарту IS-95. Разделение каналов производится по виду псевдослучайной кодовой последовательности, которая используется для фазовой манипуляции несущей частоты. Разработка CDMA систем связи с расширение спектра свыше сотни мегагерц встречает трудности при осуществлении высокоскоростной фазовой модуляции-демодуляции и точной синхронизации сигналов по задержке кода, фазе и частоте.

В настоящей работе рассмотрен широкополосный канал передачи цифровой информации на основе спектральной кодовой модуляции в передатчике и двойной спектральной обработки шумовых сигналов в приемнике. Спектрально кодовая передача информации впервые предложена в 1995 году в работе [2]. Исследования, проведенные в данной работе для микроволнового канала связи с полосой частот 200 MHz, справедливы для произвольного вида широкополосных сигналов

II.  Спектральная модуляция широкополосных сигналов в передатчике

Сигнал n(t) от источника широкополосного шума в передатчике разделяется на две части, одна из которых непосредственно поступает на опорный вход линейного сумматора. Другая часть сигнала n(t) поступает на вход электронного переключателя, управление которого производится бинарными сигналами в соответствии с потоком двоичной информации. При поступлении информационного символа «1» электронный переключатель устанавливается в положение «1» и шумовой сигнал поступает в первую линию задержки, с выхода которой сигнал,

Работа выполнена при поддержке Российского фонда фундаментальных исследований, проекты № 04-02-16536, № 03-07-90133, № 04-07-90161.

задержанный на время 7> , следует на первый вход линейного сумматора. Аналогично, при поступлении информационного символа «О» электронный переключатель устанавливается в положение «О» и шумовой сигнал поступает в другую линию задержки, с выхода которой сигнал, задержанный на время То , следует на другой вход линейного сумматора. Полагаем, что коэффициенты передачи Ню = hi,o exp(i9io) и запаздывание Т1}0 в линиях задержки не зависят от частоты f в полосе zlf несущего сигнала n(t).

В линейном сумматоре происходит сложение опорного сигнала n(t) с одним из сигналов, задержанных на время 7> , либо То в зависимости от поступления информационного символа «1» , либо «О».

Здесь к является коэффициентом ослабления сигнала в линии передачи, a Rn(r) функция автокорреляции исходного шумового сигнала n(t).

В процессе двойной спектральной обработки принятого сигнала определяется автокорреляционная функция, которая содержит информационный пик на времени задержки Ti , либо То в зависимости от текущего символа «1» , либо «О» для сообщения. Пороговое устройство на выходе второго анализатора спектра выделяет наибольший пик для автокорреляционной функции и принимает решение

о  наличии одного из двоичных символов. Таким образом, производится однозначное восстановление передаваемой информации. Коэффициент сжатия широкополосного сигнала в приемнике В = Af ta on- ределяется произведением полосы частот спектра Af и времени усреднения ta , равным длительности информационного бита. Если передача сообщений производится со скоростью U = 1Ла = 2.048 Мбит/с на основе сигналов с полосой частот Af =200 МГц, то коэффициент сжатия равен величине В = Af ta = 97. Система связи с таким сжатием широкополосных сигналов обладает высокой помехозащищенностью по отношению к помехам произвольного вида.

IV.  Заключение

Применение в телекоммуникационных системах широкополосных шумовых несущих сигналов с кодовой спектральной модуляцией в передатчике и двойной спектральной обработкой в приемнике позволяет повысить помехоустойчивость, осуществить статистическое разделение сигналов при многолучевом распространении, а также достигнуть скрытности и конфиденциальности передачи цифровой информации при наличии сильных помех и искажений в каналах связи.

V.  Список литературы

1.  Andrew J.. Viterby. CDMA: Principles of Spread Spectrum Communication. – New York: Addison-Wesley Publishing Company, 1996.

2.  Калинин В. И., Спектральная модуляция широкополосных шумовых сигналов, Радиотехника и электроника.

1996.               Т. 41. № 4. С.488-493

3.  Гуляев Ю. В.. Беляев Р. В.. Калинин В. И., Колесов В. В. и др., Информационные технологии на основе динамического хаоса для передачи, обработки, хранения и защиты информации, Радиотехника и электроника, 2003, Т.48, № 10, С.1157-1185.

4.   V. Kalinin, “Wideband interferometry with spectral analysis of noise signal”, Proc. of the PIERS Workshop on Advances in Radar Methods, July 20-22, 1998, Baveno, Italy, pp.222-224.

WIDEBAND DIGITAL COMMUNICATION SYSTEM WITH SPECTRAL PROCESSING OF NOISE WAVEFORMS

Kalinin V. I.

Institute of Radio Engineering and Electronics of Russian Academy of Sciences IRE RAS, Fryazino, Moscow Region, 141190, Russia Phone/fax: (095) 5269049/7029572

It is proposed digital communication system on the basis of double spectral processing of ultra wideband (UWB) noise waveforms. The structure of the spectral modulator of UWB noise waveforms is presented for digital information transmission. Spectral modulator performs the code transformation of UWB noise spectrum by means a simple delay lines (Fig. 1). The base of UWB noise waveforms having periodic spectral modulation is defined as the product of the frequency bandwidth and the duration of a binary information symbol.

The spectral compression of UWB noise waveforms with an information rate is discussed. It is shown that digital communication systems with double spectral processing of UWB noise waveforms have a high immunity against electromagnetic interference. The excellent Electromagnetic Compatibility (EMS) and Low Probability of Intercept (LPI) performance characterize the proposed digital communication system.

This work has been carried out with partial support by the Russian Foundation for Basic Research.

Аннотация – Исследована структура фазового пространства дискретного кодирующего алгоритма- двумерного отображения с запаздыванием. Показано, что формируемые алгоритмом последовательности обладают хорошими статистическими свойствами, удовлетворяющими требованиям, предъявляемым к кодирующим сигналам при применении их в цифровых телекоммуникационных системах.

I.  Введение

В современных цифровых системах связи широко применяются сложные шумоподобные сигналы. Для синтеза таких кодирующих сигналов необходима разработка специальных порождающих алгоритмов. Целью работы является: разработка дискретных хаотических алгоритмов типа Фибоначчи с запаздыванием, исследование структуры фазового пространства, повышение сложности алгоритма по отношению к реконструкции его явного вида, исследование корреляционных и статистических характеристик генерируемых последовательностей.

II.  Основная часть

В качестве базового дискретного алгоритма был выбран одномерный алгоритм типа генератора случайных чисел Фибоначчи xn=f(xn-iv xn-Nz, Nz, М) [1]. Общий вид исследуемого двумерного алгоритма: Xn=fl(Xn-1,.– Xn-Nz1, Уп-1,— Уп-№2, Nz1, Nz2, М) yn=f2(yn-1v Уп-№2, Xn-1,… Xn-Nz1, Nz1, Nz2, М) Область определения алгоритма – замкнутый интервал целых чисел [1, М]. В процессе генерации последовательности при выходе чисел хп, уп из интервала [1, М] применялось преобразование возврата Хп ► Хп ± М И уп —> Уп ± м.

Фазовое пространство (ФП) алгоритма имеет размерность (Nz1+Nz2). Число состояний системы в этом пространстве для алгоритма, определенного на ограниченном дискретном множестве, конечно и равно m(Nz1+Nz2). Поскольку каждое состояние системы определено на конечном и ограниченном множестве чисел и явный вид алгоритма представляет собой однозначное отображение, то система рано или поздно попадет в первоначальное состояние и процесс станет периодическим. До выхода на период формируемая последовательность, как показывает численный эксперимент, является псевдослучайной. Появление периода в последовательности {хп}, так же как и в последовательности {уп} реализуется в случае одновременного точного повторения полных наборов начальных условий из запаздывающих членов (Xn-1, — Xn-Nzl) И (yn-1, — yn-Nz2).

Исследование структуры ФП алгоритма было проведено в доступном для численного анализа диапазоне параметров М, Nz1, Nz2: m(nzi+nz2) <106-И07. В таблицах 1 и 2 приведены результаты исследования структуры ФП алгоритма при нечетном (М=3) и четном (М=4) значениях параметра М в сопоставлении со спектрами циклов базового одномерного алгоритма с соответствующими значениями параметров.

Таблица 1. Table 1.

Nz=3

18, 8, 1

MNz = 27

Nz=4

44, 29, 7, 1

MNz = 81

Nz=5

118, 70, 22, 16, 13, 3, 1

MNz = 243

Nz=6

457, 100, 61, 31, 28, 26, 25, 1

MNz = 729

^ CO II II T- CM N N

z z

1258, 351, 270, 88, 26, 1

M(Nz1+Nz2)

= 2187

LO CO

и и

T- CM N N

z z

3614, 862, 798, 645, 496, 70, 16, 1

M(Nz1+Nz2)

= 6561

LO II II T- CM N N

z z

8789, 5677, 2725, 1391, 613, 207, 39, 1

M(Nz1+Nz2)

=19683

CO "3- II II T- CM N N

z z

24844, 23261, 5908, 2781, 400, 1

M(Nz1+Nz2)

= 59049

Таблица 2. Table 2.

Nz=3

14(4), 7, 1

MNz = 64

Nz=4

30(8), 15, 1

MNz = 256

Nz=5

42(22), 21, 14(4), 7, 6(2), 3, 1

MNz=1024

Nz=6

126(32), 63, 1

MNz =4096

^ CO II II T- CM N N

z z

186(68), 93, 62(8), 31, 1

M(Nz1+Nz2)

=16384

LO CO

и и

T- CM N N

z z

60(544), 30(8), 15, 1

M(Nz1+Nz2)

= 65536

LO II II T- CM N N

z z

465(412), 31(3), 1

M(Nz1+Nz2)

= 262144

CO "3- II II T- CM N N

z z

84(1149), 42(43), 21, 14(4), 1

M(Nz1+Nz2)

=1048576

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии»

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты