ВОЛНОВОДНО-ЩЕЛЕВАЯ АНТЕННА С ЗАМЕДЛЯЮЩЕЙ СИСТЕМОЙ В ВИДЕ ПРОДОЛЬНОГО ДИЭЛЕКТРИЧЕСКОГО СЛОЯ

March 28, 2012 by admin Комментировать »

Блинова Н. К., Ляховский А. А., Яцук Л. П., Катрич В. А. Харьковский национальный университет, г. Харьков – 61077, Украина Тел.: +38 (057) 707-55-48; e-mail: Natalya.K.Blinova@univer.kharkov.ua

Аннотация – Проведены исследования энергетических характеристик, направленных свойств и углочастотной чувствительности системы продольных щелей, прорезанных в широкой стенке прямоугольного волновода с продольной диэлектрической вставкой, параллельной его узким стенкам. Показано, что в случае частичного заполнения волновода диэлектриком с небольшой диэлектрической проницаемостью путем специального подбора положения щелей и их длины можно получить высокий коэффициент излучения антенны в более широкой полосе частот чем в случае полого волновода, повысить ее коэффициент усиления.

I.  Введение

Одним из направлений усовершенствования сканирующих волноводно-щелевых антенн является расширение их рабочей полосы частот. Целью настоящей работы является исследование возможности улучшения характеристик частотного сканирования волноводно-щелевых антенн с помощью частичного заполнения волновода диэлектриком, которое позволяет замедлить волну в волноводе при относительно небольшом увеличении его веса, расширить его рабочий диапазон.

II.  Основная часть

Для расчета амплитудно-фазового распределения в многощелевой системе наиболее удобными являются метод наведенных магнитодвижущих сил (МДС) [1] и один из вариантов метода последовательных приближений (МПП) модифицированный в работе [2] для учета конечной толщины стенки волновода и оконечной нагрузки (ММПП). Последний удобен тем, что система уравнений метода наведенных МДС записывается только для одной щели ( всего 2 уравнения, а не 2N, где N – число щелей в системе). Кроме того, при использовании ММПП собственные внутренние проводимости щелей не зависят от оконечной нагрузки. Их рассчитывали по формулам из [3]. Внутренние взаимные проводимости щелей вообще не фигурируют. В настоящей работе использован именно этот метод.

В диапазоне частот проведен расчет амплитуднофазового распределения, диаграмм направленности (ДН) и энергетических характеристик многощелевой системы, состоящей из N продольных щелей, прорезанных в шахматном порядке в широкой стенке прямоугольного волновода (а=23мм Ь=10мм). Расчет проводился для полого волновода (N=20) и волновода, частично заполненного диэлектриком (N=27). Диэлектрическая вставка располагалась вдоль оси волновода, ее ширина равна аг. В полом волноводе расстояние между соседними щелями было выбрано равным половине длине волны в волноводе на центральной частоте ^=9,375ГГц, т.е. d„=X„/2 =

Yl g

22,5мм; резонансная длина щели 1_1=15,35мм. При этом смещение щелей относительно оси волновода хо=2,5мм обеспечивало на центральной частоте максимально возможный коэффициент излучения антенны |S|2=0,5. При частичном заполнении волновода диэлектриком с £=5,5, шириной вставки а2=1мм, резонансная длина щели 1_г при том же хо становится равной 15,04мм. В этом случае щели располагали на расстоянии dn=Xgl2 = 16,14 мм (половина замедленной волны).

Рис. 1. Зависимость коэффициента излучения системы щелей от частоты.

Fig. 1. Frequency dependence of radiation coefficient for the system of slots

В случае волновода с диэлектриком (рис.1, кривая 2) уровень коэффициента излучения |S|2 в максимумах несколько увеличивается, а на центральной частоте уменьшается по сравнению со случаем полого волновода (кривая 1). Для нерезонансных на центральной частоте щелей длиной L3=16mm и 1_4=13мм, смещенных от оси волновода на расстояние хо=1,25мм, характерно нарушение симметрии зависимостей |S|2(f) относительно fo (рис.1, кривые 3 и 4 соответственно). На них появляются плоские участки с высоким коэффициентом излучения (|S|2~0 95). Так, при f<fo (кривая 3) область частот, где |S| 20,8 увеличивается по сравнению со случаем полого волновода в 4,85 раза. На уровне |S|2=0,8 для полого волновода она составляет 3,3%, а для волновода с диэлектриком – 16%. Аналогичный эффект проявляется и в высокочастотной области при f>fo. Как видно из рис.1, ширина частотной характеристики при |S|2aO,8 (кривая 4) увеличивается примерно в 8 раз. При этом как в низкочастотной области, так и в высокочастотной на этих участках КСВН < 1,5. Таким образом, в случае заполнения волновода диэлектриком появляется возможность работы волноводнощелевой антенны в более широкой полосе частот, кроме того, при выборе центральной частоты в области более длинных волн расстояние между излучателями dn , благодаря замедлению не превышает длину волны в свободном пространстве.

Исследована углочастотная чувствительность системы щелей. На рис.2 приведены расчетные зависимости угла отклонения главного лепестка ДН от частоты в полом волноводе – кривые 1, 3 и в волноводе с диэлектриком £ = 5,5 – кривые 2, 4. Зависимости 3, 4 получены с использованием только сдвига фазы основной волны между центрами соседних щелей, зависимости 1, 2 -с учетом взаимодействия щелей. На участке f<fo расчет проведен для 1_з=16мм, а при f>fo для 1_4=13мм. Видно, что в случае волновода с диэлектриком (кривая 2) на частотах в пределах 8,ЗГГц<М0,5ГГц взаимодействие щелей слегка повышает углочастотную зависимость и несколько нарушает ее линейность. Это следует учитывать при построении сканирующих волноводно-щелевых антенн.

При частичном заполнении волновода диэлектриком также исследовано изменение ширины ДН и уровня первых боковых лепестков.

Рис. 2. Зависимость угла отклонения главного лепестка ДН от частоты для системы щелей.

Fig. 2. Frequency dependence of main lobe angle offar- field pattern for the system of slots

Показано, что по сравнению с полым волноводом, в волноводе с диэлектриком, на частотах, f>fo и f<fo происходит расширение главного лепестка ДН и увеличение уровня первого бокового лепестка. Однако, при этом на краях диапазона (f=8rr ц, f=10,6ГГц) КПД увеличивается примерно в 3 – 4,8 раз соответственно, что увеличивает коэффициент усиления антенны.

III.Заключение

Таким образом, в результате исследований показано, что частичное заполнение волновода диэлектриком позволяет получить высокий коэффициент излучения антенны в более широкой полосе частот, чем в случае полого волновода. Однако при этом увеличивается ширина главного лепестка ДН и повышается уровень бокового излучения. Это ухудшение ДН компенсируется в полосе частот увеличением КПД.

IV.   Список литературы

[1]  Фельд Я. Н„ Бененсон П. С. Антенно-фидерные устройства.-М.: Изд. ВВИА им. Н.Е. Жуковского,- 1959. – 4. 2,- 551 с.

[2] ЯцукЛ. П., Блинова Н. К., Жиронкина А. В. Математическая модель линейной системы щелей в волноводе с произвольной отражающей нагрузкой // Радиотехника (Москва).-1992.-N.7-8.С. 73-78.

[3] ЯцукЛ. П. Потенциальные функции в задаче возбуждения волновода с трехслойным диэлектриком продольным магнитным током //Радиофизика и электроника: Сб. науч. тр. -Харьков: ИРЭ НАН Украины,- 2001.- № 2-3. – С. 212-217.

WAVEGUIDE-SLOT ANTENNA WITH LONGITUDINAL DIELECTRIC SLAB RETARDING SYSTEM

Blinova N. K., Lyakhovsky A. A.,

Yatsuk L. P., Katrich V. A.

V.       N. Karazin Kharkov National University 4 Svoboda Sq., Kharkov – 61077, Ukraine phone: 38 (057) 7075585 e-mail: Nataiya.K.Blinova@univer.kharkov.ua

Abstract – The radiation and directional properties of the system with longitudinal slots in a rectangular waveguide having a longitudinal dielectric slab inside are examined. It is shown that system operational frequency band is wider then that of a hollow waveguide configuration.

I.  Introduction

This work objective is the examination of possibility to improve frequency scanning performance of waveguide-slot antennas by means of partial loading the waveguide with dielectric. The latter is found to delay wave in a waveguide and requires small gain in weight broadening the frequency band of the device.

II.  Main part

The system under consideration consists of a rectangular waveguide with a symmetrically positioned dielectric slab being parallel to narrow walls of the waveguide. N equidistant longitudinal slots cut staggered in the broad wall of the waveguide. The

2

radiation coefficient | S | and radiation far-field pattern frequency dependencies are analyzed. Calculation of amplitude and phase distributions in a multislot radiating system is performed by the most convenient induced magneto motive method (IMM) [1] and one version of successive approximation methods (SAM) [2]. The latter is modified to take into account finite thickness of waveguide wall and the effect of terminating load. In this modified method we wrote the system of equations for one slot only (resulting to one equation only except 2N, where N – slot number in radiating system). More over, in modified method used the intrinsic admittances of slots are independent on terminating load and their magnitudes are calculated by formulae in [3], whereas the transfer conductances don’t appear at all.

Amplitude and phase distributions along slots, far-field patterns and energy performance are obtained within frequency band for multislot radiating system of N longitudinal slots cut staggered in a wide wall of axb =23×10 mm2 waveguide. In hollow waveguide N is considered to be 20, whereas in waveguide partially loaded with dielectric N=27. Dielectric load (slab) of width a2= 1 mm and z = 5 located along the waveguide

axis. In hollow waveguide slot spacing d =X /2 = 22,5 mm

6

is chosen as half waveguide wavelength at central frequency f0=9,375GHz and slot resonance length Ц=15,35 mm. The slot displacements from waveguide axis on x0=2,5 mm provided at central frequency maximum possible radiation coefficient |S|2=0,5. In waveguide with partial dielectric loading (£=5,5) and a2=1 the slot resonance length is found to be L2=15,04 provided the same x0=2,5 mm and slots located with spacing ^ /2 = 16,14 mm (half of the delayed wavelength). Slot

lengths are chosen to be resonant at frequencies f=f0, f<fo and

2

f>f0. For two last cases the flat parts of | S(f) | dependence

2

with high level of | S | is obtained (Fig.1, curves 3, 4).

III.  Conclusion

Partial loading of a waveguide with dielectric provides high level of radiation in a more wide frequency band compared with hollow waveguide. But radiation pattern main beam is wider and side lobes have higher level. Nevertheless the gain of antenna with dielectric at maximum frequencies is 1.5 ~ 2 times higher than that for hollow waveguide.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии»

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты