ОПТИМИЗИРОВАННЫЙ МИКРОПОЛОСКОВЫЙ ФИЛЬТР С ВАРАКТОРНОЙ ПЕРЕСТРОЙКОЙ ЧАСТОТЫ

April 4, 2012 by admin Комментировать »

Беляев Б. А., Лексиков А. А. Институт Физики им. Л. В. Киренского СО РАН Академгородок, Красноярск – 660036, Россия Тел.: 3912-494591; e-mail: Belyaev@iph.krasn.ru Лексиков Ан. А.

Красноярский государственный университет пр. Свободный, 79, Красноярск – 660041, Россия

Аннотация – Исследован полосовой фильтр на нерегулярных микрополосковых резонаторах с варакторной перестройкой по частоте. Перестройка увеличивается с ростом скачка волнового сопротивления между отрезками регулярных линий, образующих резонаторы. Максимум перестройки имеет место при электрической длине высокоомного отрезка вдвое меньшей низкоомного. Показана возможность сохранения абсолютной ширины полосы пропускания при перестройке фильтра в широком диапазоне частот.

I.  Введение

Полосно-пропускающие фильтры на микрополосковых резонаторах (МПР) с варакторной перестройкой частоты отличаются простотой, миниатюрностью и технологичностью в производстве. Их достоинством является и хорошее согласие эксперимента с высокоскоростным численным анализом, проводимым в квазистатическом приближении, что позволяет создавать эффективные системы по автоматизированному проектированию устройств [1]. Важно отметить, что специально созданные нерегулярности в МПР не только улучшают частотно-селективные свойства фильтров, но и значительно увеличивают их перестройку [2, 3]. Поэтому исследование конструкций фильтров на нерегулярных резонаторах с целью достижения предельно высоких характеристик устройства – важная и актуальная задача.

В отличие от [3], где исследован полуволновый, имеющий форму гантели, резонатор с варакторной перестройкой, в настоящей работе изучается поведение спектра собственных колебаний от конструктивных параметров четвертьволнового МПР, состоящего из двух отрезков микрополосковых линий с различным волновым сопротивлением. Причем, если ранее [3] варактор подключался в разрыв в центре проводника с высоким волновым сопротивлением, то в настоящей работе он соединяет конец высокоомного участка с экраном. Исследуется поведение ам- плитудно-частотных характеристик (АЧХ) в процессе варакторной перестройки двухзвенного фильтра на таких нерегулярных резонаторах.

II.  Основная часть

Теоретическое исследование четвертьволнового резонатора (вставка на рис. 1) проводилось численным расчетом одномерной модели, составленной из последовательно соединенных регулярных участков микрополосковых линий, параметры которых определялись в квазистатическом приближении. На верхней части рис. 1 представлены зависимости собственных частот первой и второй моды колебаний от относительной электрической длины высокоомного участка нерегулярного резонатора 02/(01+02), полосковый проводник которого длиной /=20 mm, w-i=5 mm, W2=0.5 mm, при диэлектрической проницаемости подложки 8=80. Сплошные линии построены для ем

кости варактора С=со, а штриховые – для С=0. Эти линии соответствуют нижней и верхней границам

Рис. 4.

(Fig. 4.;

Таким образом, диапазон перестройки микрополосковых резонаторов с варакторным управлением частоты увеличивается в несколько раз, если они образованы отрезками линий с различным волновым сопротивлением. Однако для получения максимальной перестройки, как и ранее в случае полуволнового МПР [3], необходимо выполнить два условия. Во- первых, электрическая длина высокоомных отрезков должна быть в два раза меньше электрической длины низкоомных отрезков, а, во-вторых, необходимо обеспечить наибольшее различие волновых сопротивлений этих отрезков. Рассмотренная конструкция перестраиваемого МПР позволяет реализовать фильтр с монотонно увеличивающейся, монотонно уменьшающейся и почти неизменяемой шириной полосы пропускания при его перестройке в заданном диапазоне частот.

IV.  Список литературы

[1]    Беляев Б. А., Никитина М. И. и др.Н Изв. АН, Теория и системы управления. № 2, 2000. С. 96.

[2]    Беляев Б. А., Тюрнев В. В. Перестраиваемый полосковый резонатор. А.С. СССР № 1569924, Б.И. №21, 1990.

[3]    Беляев Б. А., Тюрнев В. В. и др. Исследование микрополосковых резонаторов и устройств СВЧ на их основе. Часть-2. // Препринт №448Ф, Институт физики СО АН, Красноярск, 1987, 44 с.

OPTIMIZED MICROSTRIP FILTER WITH VARACTOR-CONTROLLED TUNING

Belyaev B. A., Leksikov A. A.

Institute of Physics Akademgorodok, Krasnoyarsk – 660036, Russia e-mail: Belyaev@iph.krasn.ru Leksikov An. A.

Krasnoyarsk State University

79, Svobodny Ave., Krasnoyarsk – 660041, Russia

Abstract – Band-pass filter on the base of irregular microstrip varactor-tuned resonators is studied. The amplitude of the tuning rises with growth of the impedance step between microstrip lines forming the resonator. Maximum of tuning takes place at the ratio of low-impedance part length to high-impedance part length to be %. Ability is demonstrated to design a filter with a constant absolute bandwidth on filter tuning.

I.  Introduction

Band-pass filters on the base of microstrip resonators (MSR) with varactor tuning are small, easy in manufacturing and easy in calculating with using the quasi-TEM approximation that gives an opportunity of creating effective systems of their computer-aided design [1]. Purposely formed irregularities of MSR not only improve the selectivity of filters, but also increase the tuning amplitude [2, 3]. In the present work the behavior of spectrum of natural oscillations in quarter-wave tunable resonator consisting of two microstrip lines of various wave impedance with the varactor connected between the high-impedance line and the “earth”, is investigated. An influence of tuning of two- pole filters on their frequency response is studied too.

II.  Main part

There is shown a model of tunable microstrip resonator with defining the designing parameters in the inset of Fig. 1, where С is either variable capacitor or varactor. In the upper part of Fig. 1 the calculated dependencies of the frequencies of the first and the second natural modes as functions of relative electrical length of high-impedance line 92/(9i+02) are represented. The resonator parameters were the next: total length 20 mm, МЛ|=5 mm, w2=0.5 mm, substrate of 1 mm thickness and dielectric constant s=80. The solid lines corresponds to the case of C=°o, and dashed ones to the case of C=0. Obviously the lines are the upper and the lower limits of resonance frequencies in the tuning. In the lower part of Fig.1 calculated curves describing the ratios of the upper frequency limit to the lower frequency limit as functions of 92/(9i+02) are shown too for various steps of line width. It is seen the tuning range rises with the step value growth, and the maximal amplitude of tuning is observed when e2/(9i+02)=1/3 independently on value s and substrate thickness. Fig. 2 shows experimental curves describing relative change of resonant frequency vs. voltage U on the varactor for four resonators. All of them were made on the polycore (s=9.8) substrates of 1 mm thickness and had total length 20 mm. The first and the second resonator were regular, i.e. them had w^=w2, 5 mm and

0.    5 mm correspondingly. The third and the fourth resonators were irregular and had мл,=5 mm, w2=0.5 mm, with 92«0i and 02«0!/2 correspondingly. It is seen from the figure the step of wave impedance significantly increases the tuning range of the resonator, and the proper choice of the ratio 02/0-! increases the range still more.

Obviously, variation of varactor capacity leads to changes in distributions of MW voltage and current along the resonator. This fact leads to the change of interaction between resonators in a filter when the tuning is being carried out and consequently to the change in their bandwidth. For many applications the tunable filters having constant bandwidth are required. Fig.3 shows a construction, which allows realizing the filter having a required character of bandwidth change. A degree of interaction between resonators in a filter is described by coupling factor K, which may be expressed through the algebraic sum of inductive K^and capacitive Kc coupling factors having opposite signs:

Relation between KL and KL depends on voltage and current distributions along the resonator length and those, in their turn, depend on varactor capacitance. The values KL and KL and relation between them may be varied widely by means of changing the length of bend in the high-impedance line of MSR (see inset in fig.3) and by changing the spacings S-i, S2 and S3. By proper choice of above mentioned sizes one can obtain either an increasing bandwidth (curve 1) or decreasing one (2) or practically unchanging one (3) when the filter is tuning. The filter conductor sizes were the next: resonator total length 20 mm, widths of low-impedance and high-impedance lines 5 and 0.5 mm correspondingly, substrate thickness 1 mm and s=9.8. Variation of varactor capacity in 1-H0 pF interval caused frequency tuning 1.7^0.9 GHz range.

Using hybrid substrate in the varactor-controlled filter one can to widen the tuning range sufficiently. In this case high- impedance line of the resonator is formed on the low s substrate, and low-impedance line is formed on the high s substrate. In Fig. 4 the frequency responses of such filter are shown, whose hybrid substrate consists of two plates: one has s=9.8, another has s=80. Numbers are the capacity values of the varactors. The sizes of the filter conductors were chosen so the bandwidth remained constant (70 MHz) over the whole range of tuning. It is seen, the center frequency of the filter changes more than an octave.

III. Conclusion

The tuning range of microstrip resonators with varactor- controlled frequency may be increased few times, if they consist of lines having different wave impedance. To obtain maximum range of tuning one has to fulfill two conditions. Firstly, the electrical length of high-impedance line has to be one half of the electrical length of low-impedance line. Secondly, the maximal difference between wave impedances of the lines has to be provided. Suggested structure of tunable resonator allows realizing a filter having either smoothly increasing or smoothly decreasing or almost constant bandwidth on its tuning in a given frequency range.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии»

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты