СВЯЗАННЫЕ ФЕРРИТО-ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ РЕЗОНАТОРЫ В ЗАПРЕДЕЛЬНОЙ СЕКЦИИ ВОЛНОВОДА

April 26, 2012 by admin Комментировать »

Мизерник В. Н.1, Пятак Н. И.2 1 Научный физико-технологический центр, ул. Новгородская, 1, Харьков – 61145, Украина 2Харьковский национальный университет им. В.Н. Каразина, пл. Свободы, 4, Харьков – 61077 Тел.: 0572-457415; e-mail: scpt@bi.com.ua

Аннотация — Построена строгая теория расчета амплитудно-частотных характеристик связанных ферритодиэлектрических резонаторов в запредельной секции прямоугольного волновода. Установлены наиболее существенные факторы, влияющие на полосовые и энергетические свойства структуры. Показаны пути создания управляемых электрическим способом СВЧ фильтров.

I.  Введение

Линии передачи, с резонансными элементами в запредельной секции обладают рядом преимуществ: высоким уровнем согласования, небольшими диссипативными потерями, возможностью реализации частотно-селективных устройств при отсутствии побочных полос пропускания в диапазоне частот ниже критической, высокой степенью предсказуемости параметров и т.д. Сочетание запредельных волноводов с волноводно-диэлектрическими резонаторами показало их большие функциональные возможности по улучшению эксплуатационных характеристик устройств техники СВЧ. Введение волновод- но-ферритового резонатора в такую секцию позволяет решить одну из важных прикладных задач, связанную с созданием малогабаритных многофункциональных устройств СВЧ, управляемых электрическим способом.

II.  Основная часть

Исследуемая структура, представляет собой отрезок прямоугольного волновода меньшего поперечного сечения со связанными феррито-диэлект- рическими резонаторами (ФДР), расположенный в прямоугольном волноводе большего поперечного сечения (рис. 1). ФДР полностью заполняют волновод меньшего поперечного сечения, каждый из

Рис. 1. Модель волноводной структуры.

Fig. 1. Model of the waveguide structure

которых состоит из двух слоев (диэлектрической подложки шириной ld и, нанесенного на нее ферри-

тового слоя, шириной lf). Волна Нр0 единичной амплитуды падает из плеча / . При решении задачи рассматриваем случай д/& = 0. Диэлектрические проницаемости ФДР sd и sf – скалярные величины,

а магнитная проницаемость – тензор стандартного вида [1]. ФДР могут занимать произвольные положения в секции, длина которой равна L . Их геометрические размеры и материальные параметры могут быть разными. Особенностью структуры является наличие волноводных отрезков длиной l[N) и 1(2Ю,

через которые осуществляется связь ФДР с регулярными волноводами на входе и выходе. Для анализа электродинамических характеристик структуры использован метод декомпозиции [2]. В соответствии с этим методом обобщенная матрица рассеяния определялась через матрицы рассеяния элементарных блоков, представляющих собой различные неоднородности в прямоугольном волноводе: блок В – стык прямоугольных волноводов разного поперечного сечения ; блок D – ФДР в волноводе, блок С – последовательное соединение ФДР – связанные ФДР.

Расчету матрицы рассеяния на стыке волноводов посвящен ряд работ, например [3]. В данном случае при решении задачи использован полевой метод при произвольном соотношении длины волны и размеров волноводов. Матрица рассеяния находиться через коэффициенты системы линейных алгебраических уравнений (СЛАУ) второго рода.

При решении задачи рассеяния волноводной волны на ФДР следует обратить внимание на тот факт, что невзаимные свойства феррита и асимметрия их местоположения приводит к необходимости рассмотрения двух задач. В одном случае, волноводная волна набегает на ФДР со стороны феррита, а в другом – со стороны диэлектрической подложки. При решении этих задач получены СЛАУ относительно неизвестных амплитуд волноводных волн и найдены элементы полной матрицы рассеяния

(Siqp)~ неизвестные амплитуды рассеянных Hq0

волн в У -м плече при падении Нр0 -волны из j -го

плеча). Из вида матричных элементов СЛАУ следует, что наличие феррита приводит к возбуждению полного спектра волн, как в ФДР, так и волноводе.

При расчете элементов полной матрицы рассеяния размер подводящих волноводов А выбирался таким, чтобы в них распространялась волна основная типа Н10. Это же требование соблюдалось при

выборе материальных параметров ФДР. Размер волновода меньшего сечения а выбирался таким, чтобы участки полых волноводов в секции для основной волны были запредельными.

Проведенный численный анализ электродинамических характеристик структуры позволил определить ряд факторов, существенно влияющих на форму АЧХ, добротность полосы пропускания, ее смещение в область более низких или высоких частот, уровень пульсаций. Вариация диэлектрических проницаемостей и геометрических размеров ФДР, длины запредельных участков полых волноводов, смещение ФДР от центра в направлении "вход-выход” приводит к изменениям АЧХ, аналогичным для всех

волноводно-диэлектрических структур [4]. Особо следует отметить наиболее существенные особенности поведения полученных характеристик, которые присущи только для данной волноводной структуры с ФДР. Прежде всего, обращает на себя внимание тот факт, что уменьшение величины магнитной проницаемости /иа приводит к смещению полосы прохождения в область более низких частот и увеличению ее добротности (рис. 2). Более того, для значений

а, удовлетворяющих условию /иа < (,иа);. , где

I

Puc. 3. Управление уровнем пульсаций в полосе пропускания при /иа =0.5, N=2.

Fig. 3. Control of a oscillations level in pass band

ге = А/А наблюдается резкая зависимость значений коэффициента полного прохождения при незначительном изменении величины /иа. Эти резонансы классифицированы в [5] как волноводно-ферритовые

Рис. 2. АЧХ для разных значений ца (N=1).

Fig. 2. Frequency characteristics for different values /ла (N=1)

и обусловлены возбуждением на границе ферит- диэлектрик поверхностной ферритовой волны.

В качестве примера на рис. 3 приведены расчетные АЧХ коэффициента отражения для двух связанных ФДР. Материальные параметры и геометрические размеры двух ФДР задавались одинаковыми и соответствуют данным рис. 2. С уменьшением связи между ФДР уровень пульсаций уменьшается, в результате чего характеристики чебышевского типа переходят в максимально плоские. Центральная частота полосы пропускания остается практически неизменной.

III.  Заключение

Таким образом, при выделенных значениях

(Ma)lim существование волноводно-ферритовых

резонансов и, связанный с ними, характер поведения АЧХ дает возможность плавной подстройки полос прозрачности реальных частотно-селективных устройств без изменения их геометрии.

IV.  Список литературы

[1]   Микаэлян А. А. Теория и применение ферритов на СВЧ. М.: Госэнергоиздат, 1963. С. 663.

[2]   Никольский В. В., Никольская Т. И. Декомпозиционный подход к задачам электродинамики. М.: Наука, 1983.

С. 304.

[3]   Кириленко А. А., Яшина Н. П. К строгому расчету матриц рассеяния на ступеньке в волноводе. – Радиотехника /Харьк. ун-т, 1975, вып. 34, С. 166-170.

[4]   Капилевич Б. Ю. Волноводные диэлектрические фильтры. М.: Связь, 1980. С. 136.

[5]   Mizernik V. N., Pyatak N. I. Waveguides dielectrics resonances in the rectangular waveguide with a transversely magnetized ferrite layer// “Telecommunications and Radio Engineering”, v.54, № 9-10, 2000, p. 31-40.

BOUND FERRITE-DIELECTRIC RESONATORS IN OVER-RANGE SECTION OF THE WAVEGUIDE

Mizernik V. N.1, Pyatak N. I.2

Science Center Physical Technologies

1, Novgorodskaya St., Kharkov – 61145, Ukraine

2   V.N. Karazin Kharkov National University

4,     sq. Freedom, Kharkov-61077, Ukraine e-mail: scpt@bi.com.ua

Abstract — The theory of calculation of amplitude-frequency characteristics of bound ferrite-dielectric resonators in over-range section of the waveguide is created. The most essential factors influential in band and energy properties of the structure are established. Pathways of the VHF filters’ building using electrical means are shown.

I.  Introduction

The transmission lines with resonant units in over-range section have a series of advantages: by a high level of the matching, small dissipative losses, capability of implementation of frequent – selection devices at absence of spurious pass bands in frequency band below critical, high scale of predictability of parameters etc. A combination of over-range waveguides with waveguide-dielectric resonators has shown their major functionalities on enriching operating performances of VHF engineering devices. The introduction of a waveguide-ferrite resonator to such section allows solving one of the important applied problems bound with building of small-sized VHF multifunction devices controlled by an electrical mean.

II.  Main part

The researched structure is shown in Fig. 1. The wave Hp0

drops from a shoulder / . A magnetic conductivity of a ferrite resonator-tensor of a reference kind [1]. For analysis of the electrodynamic characteristics of structure the decomposition technique utilized [2]. According to this method the generalized scattering matrix was determined through scattering matrixes of partial units. A scattering matrix for the joint of waveguides is to be through coefficients of a system of linear algebraic equations [3]. The carried out numerical analysis of the electrodynamic characteristics of structure has allowed determining a number of the factors essentially influential in the form frequency characteristics, Q-factor of pass band, its shift in range lower or high frequencies, level of oscillations. The essential singularities of the obtained characteristics behavior are clarified most which are proper only for the given waveguide structure with ferrite (fig. 2). The paths of control of a level of oscillations in frequencies pass band are shown (Fig. 3).

III. Conclusion

Thus, the existence of waveguide-ferrite resonances and bound with them, the behavior of the characteristics frequencies enables of smoothly varying tuning of bands of transparency of actual frequent-selection devices without change of their geometry.

МИКРОПОЛОСКОВЫЙ ФИЛЬТР ГАРМОНИК НА ЧАСТОТУ 2270 МГц

Коропец Е. М., Кострова В. П., Степовенко О. В. Научно-исследовательский институт радиотехнических измерений ул. Академика Павлова, 271, Харьков-61054, Украина Тел.: (0572) 264112, факс: (0572) 264112, e-mail: s112@niiri.kharkov.com

Аннотация – предложен микрополосковый фильтр гармоник для подавления второй и третьей гармоники сигнала частотой 2270 МГц, выполненный на материале ФЛАН.

I.  Введение

При разработке аппаратуры бортовых приемопередатчиков большое внимание уделяется проблеме подавления внеполосного излучения с одновременным выполнением жестких требований к массо- габаритным параметрам изделий. Предлагается фильтр, подавляющий вторую и третью гармоники сигнала частоты 2270 МГц в микрополосковом исполнении, выполненный на фольгированном листовом арилоксе (ФЛАН 10) с подавлением гармоник более 25 дБ. Фильтр имеет потери на рабочей частоте менее 0,4 дБ, минимальные габариты – 12×14 мм, хорошее согласование в полосе частот. В докладе приводятся принципы построения алгоритмов синтеза, а также результаты макетирования фильтра на ФЛАНе и сравнение с аналогичным фильтром, выполненным на поликоровой подложке. Фильтр может применяться в качестве составной части ГИС СВЧ приемопередатчика.

II.  Основная часть

Шлейфовые фильтры представляют собой каскадное соединение разомкнутых (короткозамкнутых) шлейфов, включенных параллельно либо последовательно в передающую линию и соединительных отрезков, имеющих одинаковые электрические длины и различные волновые сопротивления. Математическое моделирование фильтра проведено по алгоритму, разработанному на основе методики Маттея [1] для полосовых шлейфовых фильтров, позволяющей рассчитывать нормированные проводимости параллельных шлейфов и соединительных линий. В связи с тем, что шлейфовые фильтры имеют периодическую характеристику [2], методика может быть распространена на фильтры нижних частот, полос- нозаграждающие и полоснопропускающие фильтры, фильтры гармоник выбором значений частотной переменной 0. Для того, чтобы частота fo=2270 МГц находилась в полосе пропускания фильтра, а частоты 2fo и 3fo в полосе заграждения с заданным подавлением выбрано ©=тт/5. Дальнейший переход от проводимостей (волновых сопротивлений) к геометрическим размерам шлейфов осуществляется по методике, предложенной в [3].

По программе, созданной на основе приведенной методики, проведен синтез фильтра с заданными параметрами с учетом физической реализуемости. Исходным требованиям удовлетворяет пятизвенный чебышевский фильтр (рис.1) с волновыми сопротивлениями, равными Z0 = 50 Ом; Zi = Z5 = 57,75 Ом; Z2 = Z4 = 85,35 Ом; Z5 = 62,6 Ом – для сдвоенного звена.

При разработке устройств с минимальными габа- ритно-массовыми характеристиками и интегрировании нескольких СВЧ-узлов на одной подложке особое значение приобретает выбор ее материала. Применение в ГИС подложек неорганических материалов (например, поликор, сапфир) при наличии признанных достоинств (малом значении тангенса угла диэлектрических потерь, малой шероховатости поверхности, высокой температурной стабильности и др.) обладает рядом недостатков. К одним из основных относится сложность и дороговизна получения металлизированных отверстий для обеспечения заземления устройств и необходимость применения металлических оснований для монтажа подложки. Кроме того, при высокой плотности монтажа большое количество отверстий в неорганической подложке ведет к недопустимому проценту брака при изготовлении. Для подложек из фольгированных диэлектриков достаточно просто решается вопрос реализации металлизированных отверстий, а изготовление ГИС СВЧ без металлических оснований существенно снижает вес конструкции.

Рис. 1. Топология микрополоскового фильтра гармоник.

Fig. 1. Microstrip harmonics filter topology

Для подложки ГИС малогабаритного бортового передающего устройства, в состав которого входит выходной усилитель мощности, микрополосковый фильтр гармоник и датчик наличия выходной мощности выбран фольгированный листовой арилокс (ФЛАН 10) толщиной 1 мм. Фильтр, как элемент ГИС, наиболее чувствительный к параметрам подложки, предварительно отрабатывался отдельно от других элементов схемы.

Соответствующие ширины и длины, равные для всех шлейфов, равны W0 = 0,886; W1 = W5 = 0,6273; W2 = W4 = 0,1638; W3 = 0,5041; L =5,5 мм.

Для сравнения параметров был разработан фильтр с аналогичными требованиями на материале поликор и проведено сравнение их АЧХ.

Исследования макетов показали, что при обеспечении точности изготовления МПЛ на флане ±0,01 мм существенной разницы в значениях параметров фильтров не наблюдается (см. табл. 1).

Таблица 1

Частота, МГц

Ослабление, дБ

Флан-10

Пол и кор

1500

0,2

0,18

2000

0,28

0,28

2270

0,34

0,32

3000

1,6

1,6

4000

15,9

16,0

4540

28,9

29,2

6810

32,5

32,5

Предложен микрололосковый фильтр гармоник для подавления второй и третьей гармоники сигнала частотой 2270 МГц, выполненный на материале ФЛАН с ослаблением на рабочей частоте менее 0,4 дБ. Проведен синтез фильтра, макетирование с аналогичным фильтром на поликоровой подложке. Установлено, что при достаточной точности изготовления МПЛ на ФЛАНе (±0,01 мм) параметры фильтров идентичны.

Фильтр может быть использован в качестве элемента ГИС СВЧ приемо-передающих трактов.

I.     Список литературы

[1]  Маттей Д. П., Янг Я, Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи, т.2, Связь, 1972

[2]  Мазепова О. И., Фельдштейн А. П. Фильтры гармоник с полюсом затухания, Вопросы радиоэлектроники, Сер. Общетехническая, вып. 4, 1971.

receive paths.

[3]  Гупта К., ГарджР., Чадха Р. Машинное проектирование СВЧ устройств, М., Радио и связь, 1987.

MICROSTRIP HARMONICS FILTER FOR 2270 MHz FREQUENCY

Koropets Ye. М., Kostrova V. P., Stepovenko О. V.

Scientific Research Institute for Radio Engineering

Measurements

271, Academic Pavlov St., Kharkov – 61054, Ukraine phone: (0572) 264112 e-mail: s112@niiri.kharkov.com

Abstract – Microstrip harmonic filter for suppression of the second and third signal harmonics at frequency of 2270 MHz, implemented with Flan material, has been introduced.

I.  Introduction

A filter for suppression of second and third harmonics of the frequency signal 2270 MHz, in microstrip embodiment, implemented with foil-clad sheet arilox (Flan 10) with harmonics suppression of more than 25 dB, has been introduced. Filter’s losses at the operation frequency are less than 0.4 dB, minimal dimensions are 12 x 14 mm; the filter is marked for good interface within its bandwidth. The report gives: (1) a survey of principles of synthesis algorithms structure; (2) the results of filter breadboarding with Flan; (3) the results of comparison with a similar filter implemented on a polycore substrate.

II.  Main part

Mathematical simulation of the filter has been executed according to the algorithm based on Mattey method [1] for bandpass loop filters.

To keep the frequency f0= 2270 MHz within the filter’s band pass, and the frequencies 2f0 and 3f0 within attenuation band with preset suppression value, the frequency variable value shall be тт/5. Further transition from conductivity (wave resistance) to geometry of loops is executed according to the method proposed in [3].

As a substrate for HIM (hybrid integral microcircuit) of small- size on-board transmitter, which includes (1) power output amplifier, (2) harmonics microstrip filter and (3) output power availability sensor, foil-clad sheet arilox (Flan 10), 1-mm thick, has been selected. The use of the filter allows reducing mass and dimensions of HIM, and as well, metallizing of earthing holes.

III.  Conclusion

A comparison of AFR (amplitude-frequency response) filter and a similar filter implemented in polycore substrate has been carried out. It was ascertained that the filters’ parameters can be identically provided, the microstrip filter is manufactured using Flan 10 with the required precision of ±0,01 mm.

The filter can be used as HIM element of UHF transmit-

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии»

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты