МИКРОПОЛОСКОВЫЙ И ЩЕЛЕВОЙ СВЧ ФИЛЬТРЫ ВТОРОГО ПОРЯДКА С ДОПОЛНИТЕЛЬНЫМИ НУЛЯМИ ПЕРЕДАЧИ

May 15, 2012 by admin Комментировать »

Колмаков Я. А., Вендик И. Б.

Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет «ЛЭТИ» ул. Проф. Попова 5, Санкт-Петербург – 197376, Россия Тел.: (8 812) 346-08-67; e-mail: MWLab@eltech.ru Савин А. М.

ЗАО “Светлана – Электронприбор” пр. Энгельса 27, Санкт-Петербург – 194358, Россия e-mail: electron@svetlana.fi.ru

Аннотация – В работе представлены микрополосковый и щелевой СВЧ фильтры второго порядка с квазиэллипти- ческой характеристикой. Для задания нулей передачи симметрично относительно центральной частоты фильтров использовалась емкостная связь между возбуждающими линиями. Представлены результаты расчета фильтров и экспериментальная АЧХ микрополоскового фильтра.

I.  Введение

Фильтры 2 – 3-го порядка на протяжении многих лет используются в приемных трактах радиосистем, в случае, когда критичным параметром является уровень вносимых потерь в полосе пропускания фильтра. В последние годы были продемонстрированы фильтры второго порядка, которые обладают симметричными относительно центральной частоты фильтра нулями передачи, что позволило значительно повысить частотную избирательность фильтра. Для создания дополнительных нулей передачи использовались двухмодовые микрополосковые резонаторы достаточно сложной формы [1,2] или специальная методика возбуждения резонаторов [3].

Представленные фильтры второго порядка реализованы с применением емкостной перекрестной связи между возбуждающими микрополосковыми линиями, что дает возможность повысить компактность конструкции.

Рис. 1. (а) Схема связей в фильтре второго порядка со связью между входом и выходом. (Ь) Топология микрополоскового фильтра.

Fig. 1. (a) Coupling scheme of the two-pole filter with source-load coupling, (b) The bandpass microstrip filter layout

Puc. 2. Расчетная АЧХполосно-пропускающего фильтра второго порядка.

Fig. 2. Simulated performance of the two-pole bandpass microstrip filter

II.  Микрополосковый фильтр

Ранее считалось, что создание дополнительных нулей передачи в фильтре 2-го порядка с использованием перекрестной связи невозможно, так как два резонатора и так объединены связью и нет резонаторов, связь между которыми можно было бы считать перекрестной. Также было получено предельное соотношение между порядком фильтра и максимально возможным числом нулей передачи, из которого следует, что разница между порядком фильтра и числом нулей передачи равна двум [4]. Следовательно, у фильтра 2-го порядка нулей передачи не может быть. Но как было показано в [5], использование связи между входом и выходом позволяет расширить возможные способы введения перекрестных связей. В частности, связь между входом и выходом позволяет реализовать симметрично расположенные относительно центральной частоты фильтра нули передачи даже у фильтра второго порядка.

Известно, что для реализации пары нулей передачи в фильтре четвертого порядка необходимо ввести перекрестную связь между первым и четвертым резонатором [6]. При этом дополнительная связь должна иметь другой тип по отношению к основной связи. Например, если основная связь емкостная, то перекрестная должна быть индуктивной. Этот же принцип можно распространить и на фильтры со связью между входом (S) и выходом (L), как изображено на рис. 1а. Перекрестную связь между входом и выходом удобней всего сделать емкостной, используя зазор между линиями. В этом случае связь между резонаторами должна быть ин-

Puc. 4. Расчетная и экспериментальная характеристики каскадно-включенных полосового и заграждающего фильтров.

Fig. 4. Simulated and measured transmission characteristics of cascaded bandpass filter and bandstop filter

дуктивной. Это легко реализовать, используя свернутые полуволновые микрополосковые резонаторы. В результате была разработана топология фильтра, представленная на рис. 16.

На рис. 2 показаны результаты электродинамического моделирования полосно-пропускающего фильтра в широкой полосе частот (коэффициент передачи

–    сплошная линия, отражения – пунктирная линия). Паразитные полосы передачи на частотах 6 ГГц и 9 ГГц ярко выражены и в соответствии с требованием технического задания должны быть подавлены.

Для подавления паразитных полос был использован полосно-заграждающий фильтр. Его конструкция изображена на рис. За. Это модификация известного полосно-заграждающего фильтра [7], геометрия которого выбрана таким образом, чтобы его два нуля передачи попадали во вторую и третью паразитные полосы передачи полосно- пропускающего фильтра. Коэффициенты передачи (сплошная линия) и отражения (пунктирная линия) этого фильтра показаны на рис. 36.

Рис. 5. Фотография каскадно-включенных полосового и заграждающего фильтров.

Frequency (GHz)

Puc. 3. Расчетная АЧХ и топология полосно- заграждающего фильтра.

Fig. 3. Simulated performance of the bandstop filter and filter layout

Fig. 5. Photograph of the cascaded two-pole microstrip bandpass filter and rejection filter

Полосно-пропускающий и полосно-заграждающий фильтры были последовательно соединены отрезком микрополосковой линии с волновым сопротивлением 50 Ом. Результирующая передаточная характеристика фильтра (рис. 4, сплошная линия) в диапазоне частот 4-10 ГГц не имеет выраженных паразитных полос пропускания и обеспечивает подавление не менее 10 дБ.

Несколько образцов фильтров было изготовлено на подложках из поликора толщиной 0.5 мм и площадью 30×24 мм2. Микрополосковые линии были выполнены из меди толщиной 10 мкм с нанесенной пленкой золота толщиной около 3 мкм. Фотография одного из образцов представлена на рис. 5. Измеренные передаточные характеристики фильтров были смещены на 10-50 МГц вниз по частоте по сравнению с расчетной. Результаты измерения передаточной характеристики одного из образцов фильтра после подстройки представлены на рис. 4 точками. Наблюдается соответствие между расчетной и экспериментальной характеристиками. Потери в полосе пропускания не более 0.3 дБ, полоса пропускания 200 МГц, центральная частота фильтра 3.3 ГГц.

III.  Щелевой фильтр

Полосовой фильтр, который состоит из двух связанных щелей на одной стороне подложки и возбуждающих микрополосковых линий на другой стороне, представлен на рис. 6. При построении топологии этого фильтра также использовалась емкостная связь между возбуждающими линиями, как и в рассмотренном ранее микрополосковом фильтре. Фильтр проектировался на центральную частоту 10.15 ГГц с относительной шириной полосы пропускания 9% и уровнем внесенных потерь 0.5 дБ при учете потерь в проводниках. Расчетная передаточная характеристика фильтра (рис. 7) имеет два симметрично расположенных нуля передачи. Интересной особенностью АЧХ фильтра является слабо выраженная вторая кратная полоса фильтра. Фильтр расположен на подложке из поликора размером 10×10 мм2 и толщиной 0.5 мм.

Puc. 7. Расчетная характеристика щелевого фильтра второго порядка.

Рис. 6. Топология щелевого фильтра второго порядка.

Fig. 6. The two-pole bandpass slotline filter

Fig. 7. Simulated performance of the slotline filter

I.        Заключение

Результаты расчетов и измерений показывают перспективность использования связи между входом и выходом для реализации нулей передачи у микро- полосковых фильтров второго порядка.

II.     Список литературы

[1]   Raihn К. F„ Hey-Shipton G. L. – IEEE MTT-S Digest, pp. 1959-1962, 2002.

[2]   Gorur A. – IEEE Mwicrowave and Wireless Comp. Lett. Vol. 12, No. 10, pp. 386-388, 2002.

[3]   Tsai С. М., Lee S. Y., Tsai С. C. – IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Vol. 50, No. 10, 2002, pp. 2362-2367.

[4]  Amari S., Bornemann J. – Proc. Asia-Pacific Microwave Conf., Sydney, 3-6 December 2000, CDROM, Sydney: Causal Productions Pty Ltd, 2000, pp. 1175-1177.

[5]  Amari S. – IEEE Mwicrowave and Wireless Comp. Lett. Vol.

11,  No. 6, 2001, pp. 264-266.

[6]  Hong S., Lancaster M. J. – IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Vol. 44., Nov., 1996, pp. 2099-2109.

[7]   Matthaei G., Young L, Jones E. М. T. – Microwave filters, impedance-matching networks, and coupling structures, Artech House, 1985.

MICROSTRIP AND SLOTLINE TWO-POLE MICROWAVE FILTERS WITH ADDITIONAL TRANSMISSION ZEROS

Kolmakov Ya. A., Vendik I. B.

St.-Petersburg Electrotechnical University 5, Prof. Popov St., St.-Petersburg – 197376, Russia Savin A. M.

ZAO “SVETLANA-ELECTRONPRIBOR”

27, Engels Ave, St.-Petersburg -194358, Russia

Frequency (GHz)

Abstract – This paper presents microstrip and slotline two- pole filters, which exhibit two finite symmetrical transmission zeros. To obtain extra transmission zeros, a source-load coupling is used in both cases. The microstrip filter has a center frequency of

3.3   GHz and a fractional bandwidth of 6%. The measured insertion loss is less than 0.35 dB. The bandstop filter is used for improving rejection performance of the microstrip filter. The simulated performance of the slotline filter is also presented.

I.  Introduction

Second order filters are very attractive for front-end part of wireless system in a case of low insertion loss and compact size required. Selectivity of filters can be improved using additional transmission zeros. A planar two-pole microstrip filter which has two finite transmission zeros can be realized using dual-mode resonator [1,2] or 0° feed structure [3]. Filters described in this paper have transmission zeros, which are realized using coupling between input and output microstrip lines.

II.  Microstrip filter

Quadruplet coupling structure is well known for a design of the filter with two symmetrical transmission zeros [5]. Taking into account source-load coupling gives a chance to realize quadrupled in a second order filter [4]. Coupling scheme of two- pole filter with source-load coupling is shown in Fig. 1a. The dark dots represent resonators. The white dots are source (S) and load (L). Solid line is the direct coupling between adjacent resonators, dashed line is the source-load coupling.

Fig. 1b demonstrates the layout of a developed quasi- elliptic microstrip bandpass filter. The simulated wide band performance obtained using full-wave EM simulator is shown in Fig. 2. The filter exhibits a fractional bandwidth of 6% at 3.3 GHz.

For the spurious passband suppression we used the bandstop filter [6]. The simulated performance of the bandstop filter and layout are shown in Fig. 3. Fig. 4 shows the simulated and measured (dark dots) performance of cascade connection of bandpass filter and bandstop filter. There is a very good coincidence between the simulated and measured data. Second and third spurious passbands have been rejected. Insertion loss in the midband is about 0.35 dB. The measured 0.3 dB bandpass width is 200 MHz; the filter is centered at 3.285 GHz. Fig. 5 is a photograph of the fabricated cascaded microstrip bandpass and bandstop filters.

III.  Slotline filter

The slotline filter, which consists of two coupled slots on the bottom side of the substrate and the microstrip feeding line on the topside is shown in Fig. 6. The performance of the filter obtained using EM simulator is shown in Fig. 7. The filter has a center frequency of 10.15 GHz, a fractional bandwidth of 9%, and minimum insertion loss of approximately 0.5 dB. The size of the filter is 10×10 mm2. The substrate used in the simulation has the dielectric constant of 9.8 and a thickness of 0.5 mm.

IV.  Conclusion

The results of design and investigation of bandpass filters are presented. Using a combination of magnetic coupling between the resonators and capacitive source-load coupling allows realizing two symmetrical transmission zeros, which improve selectivity of microstrip or slotline two-pole filters. The microstrip filter configuration has been fabricated. The measured results show good agreement with theoretical prediction.

Аннотация – Рассмотрен быстродействующий СВЧ модулятор фазы несущей частоты L диапазона на основе сосредоточенных сегнетоэлектрических элементов. Отклик модулятора на импульсы управляющего напряжения соответствует временам порядка единиц наносекунд.

I.  Введение

В современных системах мобильной связи наибольшая часть стоимости приходится на цепи и устройства СВЧ. Эти расходы могут быть значительно сокращены за счет внедрения новых методов модуляции. Метод прямой модуляции СВЧ несущей без использования преобразования частоты (то есть исключающий ряд смесительных каскадов с усилителями) позволяет упростить схемные решения и снизить стоимость СВЧ устройств. Кроме того, СВЧ устройства, применяемые в приемо-передающих антенных системах базовых станций повышенной дальности, должны выдерживать высокие уровни СВЧ мощности. Использование электрически перестраиваемых нелинейных материалов (сегнетоэлектриков) позволяет удовлетворить данным требованиям. Настоящий доклад посвящён быстродействующему СВЧ модулятору фазы несущей частоты L диапазона на основе сосредоточенных сегнетоэлектрических элементов.

II.  Основная часть

В настоящее время цифровые способы фазовой модуляции рассматриваются как наиболее перспективные, т.к. обеспечивают наибольшую помехоустойчивость, скорость передачи информации, емкость канала передачи. Традиционно ферриты и p-i-n диоды используются в схемах фазовой модуляции. Однако, развитие техники связи в область более высоких частот (вплоть до миллиметрового диапазона волн) неизбежно сопровождается поиском новых управляющих элементов. СВЧ элементы на тонких пленках нелинейных диэлектриков могут по ряду параметров (быстродействие, стоимость, простота управления) оказаться предпочтительнее традиционно используемых[1,2].

При создании фазового модулятора на частоты L диапазона предпочтительно, в силу ряда причин, использовать сосредоточенные элементы. Конструкция модулятора включает в себя 3-дБ направленный ответвитель на основе трехслойной структуры, нагруженный идентичными фазовращателями отражательного типа. Каждый фазовращатель представляет собой последовательный колебательный контур, состоящий из индуктивности и нелинейной сегнето- электрической емкости. Кроме того, в схеме модулятора предусмотрены цепи подачи управляющих импульсов.

На рис. 1 показаны экспериментальные частотные характеристики фазового модулятора для фазовых состояний 0° и 180°. Модулятор продемонстрировал потери S21=-1.3+0.3 дБ при уровне согласования S11 не хуже -20 дБ.

Рис. 1. Экспериментальные характеристики 0/180° фазового модулятора для фазовых состояний 0°и 180°

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии»

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты