Фильтрация выходного напряжения двухуровневого автономного инвертора

June 16, 2012 by admin Комментировать »

Как видно из расчетов, представленных в предыдущем разделе, выходное напряжение трехфазного двухуровневого инвертора имеет значительные искажения. Для некоторых нагрузок эти искажения допустимы. Однако во многих случаях необходимо принимать меры по фильтра­ции выходных напряжений инвертора. Например, необходимо использовать фильтры в тех случа­ях, когда инвертор является источником питания электросети.

Наиболее простой вариант фильтрации выходных напряжений инвертора – применение индуктивно-емкостных фильтров. В указанных фильтрах обычно в цепи нагрузки используется трехфазный дроссель, и параллельно нагрузке включается трехфазная батарея конденсаторов. Возможная схема с инвертором напряжения и фильтром представлена на рис. 2.1.

Рис. 2.1 Схема преобразования с двухуровневым АИН с индуктивно-емкостным фильтром выходного напряжения

В схеме рис. 2.1 инвертор получает питание от источника постоянного напряжения. Обо­значения параметров источника и инвертора те же, что и на рис. 1.3. На выходе инвертора вклю­чен дроссель с индуктивностями фаз 1др и активными сопротивлениями фаз гдр. К обмоткам дрос­селя подключена трехфазная нагрузка с активными сопротивлениями гн и индуктивностями 1н. На­грузка имеет напряжения фаз инп и токи фаз iHn (п – номера фаз).

К точкам соединения обмотки дросселя и нагрузки подключен трехфазный емкостной фильтр. В фазах фильтра учитываются емкости Сф, активные сопротивления Гф, «паразитные» ин­дуктивности 1ф и токи i ,|,Г1 (в данном случае при используемых алгоритмах расчета учет «паразит­ных» индуктивностей фильтра необходим для обеспечения устойчивости процесса вычислений).

При описании рассматриваемой схемы она разделяется на взаимосвязанные части. Разде­ление выполняется путем замены конденсаторного фильтра в цепи постоянного напряжения зави­симым источником напряжения и путем переноса этого источника в другие ветви схемы, как опи­сано в предыдущем разделе.

Для упрощения математического описания системы осуществляется также преобразование и разделение на части цепей выходного фильтра и нагрузок. Существует несколько вариантов преобразования цепей. Однако с целью повышения устойчивости вычислительного процесса наи­более целесообразно следующее.

Нагрузка представляется трехфазной системой зависимых источников напряжения:

где п – номер фазы.

Затем зависимые источники напряжения инп переносятся в ветви обмоток дросселя и в вет­ви трехфазного емкостного фильтра. При этом токи фаз емкостного фильтра и токи фаз дросселя, складываясь, образуют зависимые источники тока, которые включаются в фазы нагрузки. В ре­зультате исходная схема рис. 2.1 распадается на подсхемы, изображенные на рис. 2.2.

Рис. 2.2 Разделение схемы с двухуровневым инвертором и фильтром выходного напряжения на подсхемы

Все подсхемы рис. 2.2 взаимно связаны источниками напряжения игс и инп , зависимыми от токов, и источниками тока ic и iHn, зависимыми от напряжений.

где напряжения un определяются выражениями (1.3).

Фазные токи в подсхеме трехфазного емкостного фильтра определяются формулами:

Взаимная связь подсхем через источники игс и ic описана выражениями (1.1) – (1.10). При этом выражения (1.4) для определения фазных токов инверторного моста должны быть уточнены с учетом того, что в мостовой вентильной подсхеме рис. 2.2 на выходе моста включены трехфазный дроссель и зависимые источники напряжения:

где 1Яфсп – напряжения емкостей в фазах фильтра.

В формулах вычисления производных токов (2.3) в знаменателе используется «паразит­ная» индуктивность проводов 1ф, которая является величиной, близкой к нулю. Вследствие этого использование выражений (2.3) в полной модели рассматриваемой системы безусловно приводит к неустойчивости вычислительного процесса. Устойчивость вычислений обеспечивается при сле­дующем преобразовании подсхемы трехфазного емкостного фильтра и при соответствующем пре­образовании уравнений.

Рассмотренному преобразованию уравнений соответствует преобразование подсхем рис. 2.2 в подсхемы рис. 2.3.

В подсхеме трехфазного емкостного фильтра в фазы вводятся дополнительные (стабили­зирующие) индуктивности 1ст. При этом, чтобы электромагнитные процессы в схеме не измени­лись, последовательно с этими индуктивностями вводятся зависимые источники напряжения истп. Направления действия дополнительных источников и их напряжения определяются таким обра­зом, чтобы они компенсировали падения напряжения на дополнительных индуктивностях. При этом уравнения (2.3) преобразуются следующим образом:

Рис. 2.3 Преобразование подсхем для обеспечения устойчивости процесса вычислений

По токам, определенным выражениями (2.2) и (2.4), определяются зависимые источники токов фаз нагрузки:

При решении системы уравнений (2.1), (2.2), (2.4) и (2.5) используется итерационный ал­горитм расчета напряжений и производных токов зависимых источников, через которые осущест­вляется взаимная связь подсхем. Цикл итерационного расчета завершается по заданному количе­ству итераций. После определения указанных параметров на каждом шаге расчета по времени подсхемы рассматриваются как независимые устройства и осуществляется интегрирование урав­нений явным методом Эйлера, то есть осуществляется переход к следующему моменту времени. На следующем шаге интегрирования повторяется итерационный цикл расчета параметров зависи­мых источников и т. д. Точность итерационного расчета и точность интегрирования при необхо­димости контролируются путем выполнения расчетов с разным количеством итераций и с разны­ми шагами интегрирования.

Необходимо отметить, что в выражениях (2.4) увеличение стабилизирующей индуктивно­сти 1ст способствует повышению устойчивости итерационного вычислительного процесса, но при этом для обеспечения необходимой точности вычисления требуется большее количество итера­ций. В рассматриваемом случае наиболее рациональная величина стабилизирующей индуктивно­сти равна индуктивности нагрузки 1н. Такая величина стабилизирующей индуктивности обеспечи­вает наиболее быструю сходимость вычислительного процесса. Требуемое количество итераций уменьшается также при уменьшении шага интегрирования переменных по времени.

В целом уравнения (1.1)—(1.3), (1.5) -(1.10), (2.1), (2.2), (2.4), (2.5) с учетом описанного итерационного алгоритма расчета представляют собой математическую модель силовой части рассматриваемой схемы.

Система управления аналогична той, которая описана в предыдущем разделе. Однако, в связи с тем, что инвертор с фильтром на выходе может рассматриваться как трехфазный источник напряжения для питания электросети, целесообразно регулятор выходного тока заменить на регу­лятор выходного напряжения.

Фактическое действующее линейное напряжение нагрузки определяется в процессе расче­та мгновенных значений переменных по следующим формулам:

где А и В – промежуточные переменные, Tt – постоянная времени апериодического фильтра, инп – мгновенные значения выходных фазных напряжений.

При заданной величине действующего линейного напряжения нагрузки, равной Uz, работу пропорционально-интегрального регулятора можно описать следующими выражениями:

где Uyim и Uymx – амплитуда основной гармонической составляющей напряжения управления и ее предельно допустимое заданное значение, Кш – коэффициент в обратной связи по интегралу от­клонения напряжения от заданного значения, Кио – коэффициент в обратной связи по отклонению напряжения от заданного значения.

По представленному описанию двухуровневого АИН с трехфазным LC-фильтром выход­ного напряжения (рис. 2.1) разработана программа расчета на ЭВМ электромагнитных процессов (программа 02, приведена на CD).

В качестве примера ниже представлены результаты расчета по указанной программе но­минального режима работы инвертора в преобразователе собственных нужд, разработанном для электропоездов ЭД-6 (работа выполнялась «Лабораторией преобразовательной техники»). Расчет осуществлялся при следующих параметрах: продолжительность рассчитываемого интервала вре­мени 2,03 с, начало записи результатов 2,0 с, шаг расчета At=l мкс, шаг записи результатов 5 мкс, число итераций 1, Uk=630 В, ld= 10 мГн, rd=0,02 Ом, с=800 мкФ, гс=0,002 Ом, 1др=0,8 мГн, гдр=0,07 Ом, 1ф=2мкГн, Сф=54 мкФ, гф=0,1 Ом, 1Н=3,5 мГн, гн= 1,467 Ом, сон=314,15 рад./с, fon=2000 Гц, Uz=385 В, Кш=0,2, Кио=0,0005. Результаты расчета представлены на рис. 2.4 и в табли­це 2.1.

Рис. 2.4 Токи и напряжения в трехфазном инверторе преобразователя собственных нужд электропоезда ЭД6

Таблица 2.1 Результаты анализа токов и напряжений рис. 2.4

Ток источника постоянного напряжения, А

104.065

Входное напряжение инвертора, В

627.916

Ток в транзисторе, А Максимальное значение

77.951

170.806

Ток в обратном диоде, А

32.454

Максимальное значение

170.485

Ток в конденсаторе, А

56.333

Частоты гармоник, Гц 1850

Действующие значения 28.536

Фазы, гр.

68.8754

2150

30.016

110.5954

4000

14.926

83.7088

5850

11.160

-37.2967

6150

10.019

-151.7488

Входной ток инвертора, А

104.030

Частоты гармоник,Гц 1850

Действующие значения 28.567

Фазы, гр.

-111.3092

2150

29.840

-68.2444

4000

15.299

-94.4743

5850

11.507

143.8276

6150

10.521

31.2317

Выходной ток инвертора, А

117.873

Частоты гармоник,Гц 50

Действующие значения 117.159

Фазы, гр.

-44.3883

1900

8.841

11.9692

2100

8.293

-5.9559

Ток 1 фазы конденсаторного (

жльтра. А

13.896

Мощность потерь в сопротивлениях фильтра, Вт

59.554

Выходное напряжение 1 фазы инвертора, В Коэффициент искажения синусоидальности

282.780

0.51

Частоты гармоник, Гц 50

Действующие значения 243.196

Фазы, гр.

-4.5436

1900

70.521

100.7112

2100

75.648

82.4234

3950

28.521

7.2830

4050

21.640

178.6970

5800

28.383

-68.4632

6200

26.126

-103.8896

Напряжение 1 нагрузки, В Коэффициент искажения синусоидальности

219.783

0.09443

Частоты гармоник, Гц 50

Действующие значения 218.801

Фазы, гр.

-9.0060

250

6.746

159.6666

1900

14.047

-74.4059

2100

11.803

-91.9884

Ток 1 фазы нагрузки, А

119.349

Частоты гармоник,Гц 50

Действующие значения 119.341

Фазы, гр.

-45.8428

Как видно из таблицы 2.1, использование в рассматриваемом случае LC-фильтра на выхо­де трехфазного инвертора напряжения позволило уменьшить коэффициент искажения синусои­дальности выходного напряжения с 51 % до 9,4 %.

Следует отметить, что в рассматриваемой схеме при малых активных сопротивлениях об­моток дросселя выходного фильтра и при малых активных сопротивлениях в фазах конденсатора наблюдаются значительные колебания токов и напряжений. При увеличении активных сопротив­лений указанных цепей амплитуды колебаний токов значительно уменьшаются, но при этом в со­противлениях существуют определенные потери энергии. Эти потери указаны в таблице 2.1.

Пронин М.В., Воронцов А.Г., Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет) / Под ред. Крутякова Е.А. СПб: «Электросила», 2003. – 172 с.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты