НЕЛИНЕЙНЫЕ ПОТЕРИ МАГНИТОСТАТИЧЕСКИХ ВОЛН В СИСТЕМЕ МИКРОПОЛОСКОВЫЙ РЕЗОНАТОРФЕРРОМАГНИТНАЯ ПЛЁНКА

June 23, 2012 by admin Комментировать »

Гришин С. В., Шараевский Ю. П. Саратовский государственный университет им. Н.Г. Чернышевского, Саратов 410012, Россия Тел.: (8452) 516947; e-mail: sharaevskyyp@info.sgu.ru Гришин В. С. ЗАО "НПЦ ‘Алмаз-Фазотрон", Саратов 410033, Россия Тел.: (8452) 372727; e-mail: grishfam@sgu.ru

Аннотация На основе модели двух связанных колебательных контуров по экспериментальным значениям модуля и фазы коэффициента передачи системы микрополосковый резонатор ферромагнитная плёнка исследована зависимость нелинейных потерь магнитостатических волн от уровня мощности входного сигнала.

I.  Введение

В последние годы ведутся активные работы по созданию частотно-избирательных СВЧ-устройств на основе ферромагнитных плёнок, способных увеличивать отношение сигнал-шум на частоте несущей частотно-модулированных СВЧ-сигналов [1-3]. Такие устройства являются разновидностью ограничительного фильтра, имеющего низкие потери для больших сигналов (полезных сигналов) и высокие потери для малых сигналов (шума или паразитных сигналов) и получившего в отечественной литературе название шумоподавитель [4]. Ширина рабочей полосы частот шумоподавителя определяется полосой возбуждения в плёнке магнитостатических волн (МСВ).

Способность шумоподавителя подавлять малые сигналы и пропускать большие сигналы связана с механизмом нелинейного преобразования электромагнитной волны в МСВ. С увеличением мощности СВЧ-сигнала в микрополосковой линии увеличиваются нелинейные потери МСВ за счёт параметрического возбуждения в ферромагнитной плёнке спиновых волн. Последнее приводит к снижению эффективности возбуждения МСВ в плёнке [4].

Рис. 1. Зависимость сопротивления второго контура от уровня мощности входного сигнала при различных значениях магнитного поля.

К настоящему времени не было предложено строгой теоретической модели, позволяющей рассчитывать зависимость параметра потерь МСВ в ферромагнитной плёнке от уровня мощности входного сигнала. В данной работе предпринята попытка определения зависимости потерь МСВ от величины входного сигнала на основе экспериментального исследования амплитуднои фазо-частотных характеристик (АЧХ и ФЧХ) системы микрополосковый резонатор плёнка железо-иттриевого граната (ЖИГ) при возбуждении обратной объёмной МСВ (ООМСВ).

II.   Основная часть

Fig. 1. Dependence of the second circuit resistance on the input signal power level at the various bias field values

Экспериментальный макет представлял собой работающий на проход микрополосковый полуволновый резонатор, выполненный на поликоровой подложке. Основной вид колебания резонатора характеризовался резонансной частотой f0= 1774 МГц и нагруженной добротностью Ql=104. Плёнка ЖИГ с намагниченностью насыщения 4ттМо=1680 Гс и размерами 4x10x0.04 мм3 располагалась вдоль оси симметрии микрополоскового резонатора.

Для измерения модуля и фазы коэффициента передачи системы микрополосковый резонатор плёнка ЖИГ в диапазоне частот 1-2 ГГц использовался панорамный измеритель комплексных коэффициентов передачи (Р4-23), к выходу генератора которого через ферритовый вентиль был подключён твердотельный усилитель мощности.

Для описания поведения АЧХ и ФЧХ системы микрополосковый резонатор плёнка ЖИГ при возбуждении ООМСВ использовалась модель двух связанных колебательных контуров, предложенная в [5]. Эквивалентная схема исследуемой системы анализировалась с помощью пакета программ автоматизированного проектирования СВЧ-устройств Serenade SV Design Environment компании Ansoft.

Параметры первого контура определялись путём их оптимизации по экспериментальным значениям модуля и фазы коэффициента передачи ненагруженного плёнкой резонатора. Параметры второго контура определялись аналогичным образом по экспериментальным значениям комплексного коэффициента передачи системы микрополосковый резонатор плёнка ЖИГ в случае возбуждения ООМСВ при различных значениях внешнего магнитного поля и уровнях мощности входного сигнала.

На рис.1 приведены зависимости величины активного сопротивления второго контура R2 от уровня мощности входного сигнала Р (точки) при различных значениях внешнего постоянного магнитного поля Но. Здесь же приведены результаты расчёта этой величины по полученной нами эмпирической зависимости (сплошные линии):

R2 =R0 x (a(H0) /{l + \P0(H0)/P]2} + l),

где Ro величина сопротивления при возбуждении ООМСВ в линейном режиме; а(Но) числовая константа, зависящая от величины магнитного поля; Ро{Но) уровень мощности, при котором отношение {Rmax-Ro)/{Rmax-Rpo)=2, где R„их максимальное значение Я?2, a Rpo значение R2 при Р=Ро{Но). Величины Р0 для каждого значения Н0 указаны на рис.1 пунктирными линиями.

Из представленных на рис.1 результатов следует, что при уменьшении Но величина Rmax и крутизна кривых в области Ро резко возрастают. Это находит своё отражение в увеличении значения а в 9 раз и уменьшении величины Ро в такое же количество раз при изменении значения Но от 280 Э до 200 Э. Последнее приводит к смещению пологого участка исследуемых кривых в область более низких мощностей. Следует отметить, что значение Ro остаётся практически постоянным и не зависит от Но.

Величина R2 определяет добротность второго контура (плёнки) и, следовательно, потери в этом контуре. Минимальные потери в контуре наблюдаются при малых входных сигналах (линейный режим), а максимальные при больших сигналах, соответствующих нелинейному режиму. Возрастание перепада между максимальными и минимальными потерями по мере уменьшения величины Но, вероятно, связано с тем, что при полях меньших поля насыщения (Но~300 Э [6]) возбуждение ООМСВ происходит в ненасыщенной среде, вследствие чего нелинейные потери МСВ возрастают по мере ухода плёнки от состояния насыщения. Смещение пологого участка кривых в область более низких мощностей свидетельствует, что нелинейные потери МСВ в ненасыщенных плёнках ЖИГ наблюдаются при меньших уровнях входной мощности.

III.   Заключение

Описание нелинейных потерь ООМСВ в исследуемой системе возможно с помощью модели двух связанных контуров, активное сопротивление одного из которых зависит от величины сигнала согласно установленному нами эмпирическому закону. Результаты исследования нелинейных потерь ООМСВ в ненасыщенной плёнке ЖИГ могут оказаться полезными при создании шумоподавителя, функционирующего при малых уровнях мощности входного сигнала и невысоких отношениях сигнал/шум [3].

Работа выполнена в рамках программ Минобразования РФ "Университеты России фундаментальные исследования" (грант № УР.01.01.073), Минобразования РФ и CRDF (BRHE, REC-006), а также при поддержке РФФИ (грант № 02-02-16353).

IV.  Список литературы

[1]    Ishikawa У, Nomoto Т., Okada Т. et al. IEICE Trans. Electron., 1995, v. E78-C, No 8, p. 1026.

[2]    Kukl Т., Nomoto T. IEICE Trans. Electron., 1999, v. E82-C, No 4, p. 654.

[3]     Patent. Broadcast Technology, 2002, No 11, p. 27.

[4]    Gurzo V., Procushkin V., Stalmahov V., Sharaevsky J. Proc. ISSWSS. Novosibirsk. USSR, 1986, v. 2, p. 296.

[5]    Гоишин С. В., Гоишин В. С., Гурзо В. В., Шараевский Ю. П. РиЭ, 2003, т. 48, № 6.

[6]    Гуляев Ю. В., Зильберман П. Е. Спинволновая электроника. Знание. Сер. радиоэлектроника и связь, 1988, №6.

NONLINEAR LOSSES OF MAGNETOSTATIC WAVES IN THE MICROSTRIP RESONATORFERROMAGNETIC FILM SYSTEM

Grishin S. V., Sharaevsky Yu. P.

Saratov State University, Saratov 410012, Russia Phone: (8452) 516947 E-mail: sharaevskyyp@info. sgu. ru Grishin V. S.

Closed Joint-Stock company "SIC "Almaz-Fazotron" Saratov 410033, Russia

Phone: (8452) 372727; E-mail: grishfam@sgu.ru

Abstract The dependence of magnetostatic wave nonlinear losses on the signal level is investigated on the base of the model of two coupled circuits and the experimental results of microstrip resonator ferromagnetic film system gain.

I.  Introduction

In the recent years the frequency-selective MW devices on the base of ferromagnetic films that can enhance the carrier-tonoise ratio of frequency-modulated signals in the microwave frequency range are actively developed [1-3]. Those devices are called signal-to-noise enhancers [4]. The ability of signal-tonoise enhancer to suppress the small signals and transmit the large signals is conditioned the presence of magnetostatic wave (MSW) nonlinear losses at the increase of a power level.

In this paper the dependence of MSW nonlinear losses from the input signal value is defined on the base of experimental investigation of the resonator YIG film system AFC and PFC at the backward volume MSW (BVMSW) excitation.

II.  Main part

The experimental model was a transmission-type half-wave microstrip resonator made on a dielectric substrate. The fundamental mode of a resonator has a resonance frequency fo=1774 MHz and loaded quality factor Q!_=104. The YIG film with a saturation magnetization of 4nM0 = 1680 G and dimensions of 4x10x0.04 mm3 was placed along the symmetry axis of the resonator. To measure the magnitude and phase of the microstrip resonator YIG film system transmission coefficient, we used a panoramic network analyzer (P4-23, Russia).

The model of two coupled circuits [5] is used for AFC and PFC description of the resonator-YIG film system at the BVMSW excitation. The equivalent circuit of the investigated system is analyzed with the help of Serenade SV Design Environment of Ansoft computer-aided design system. Parameters of the second circuit are determined by the optimization methods on the base of experimental values ofthe investigated system transmission coefficient at BVMSW excitation.):

Fig.1 presents the dependence ofthe second circuit active resistance R2 on the power level P (dots) at the various bias field H0 values. Here the calculated results of this parameter on the empirical dependence (lines), obtained by us, are shown. R0 in this empirical dependence is the value resistance at BVMSW excitation in a linear mode; a(H0) is the numerical constant depending on H0‘, Po(Ho) power level at which the ratio (RmaxRo)/(Rmax-Rpo) = 2, where Rmax maximum value of R2 and Rpo value of R2 at the P=P0(H0). The values of P0 for each value H0 are indicated on Fig. 1 by dashed lines.

The value of R2 determines Q-factor of the second circuit and, therefore, losses in this circuit. The increase of a difference between maximum and minimum losses at the decrease of Ho shows that the BVMSW excitation occurs in non-saturated environment.

III.  Conclusion

The description of BVMSW nonlinear losses in the investigated system is possible with the help of a model of two coupled circuits, the active resistance one of which depends on the signal value according to the empirical law obtained by us. The results of nonlinear loss investigations in non-saturated films can be used for creation of signal-to-noise enhancer operating at small power levels and a low signal-to-noise ratio [3].

Аннотация Предложен способ аналитического расчета высокочастотной проводимости GaAs в приближении малого сигнала, основанный на релаксационных уравнениях сохранения импульса, энергии и концентрации, а также на анализе времен релаксации для различных видов рассеяния. Проведена оценка предельной частоты существования отрицательной динамической проводимости.

I.  Введение

Анализ частотных свойств GaAs и других бинарных соединений и их сплавов давно интересует исследователей [1]. Тем не менее для разработчиков субмикронных и нанометровых структур этот вопрос остается актуальным как в связи с технологическим освоением новых соединений, так и с неточностью и даже противоречивостью некоторых результатов. Кроме того возникает необходимость обобщения результатов научных исследований и их адаптации для применения в инженерной практике и учебном процессе. Наиболее полно такой анализ проводится на основе кинетического моделирования, обычно методом Монте-Карло. В данной работе на примере арсенида галлия с привлечением выражений для времен релаксации отдельных механизмов рассеяния и уравнений сохранения из [2] в приближении малого сигнала рассмотрена комплексная высокочастотная проводимость, проанализирована инерционность различных физических процессов и определены основные факторы, влияющие на предельные частотные свойства многодолинных полупроводниковых материалов.

II.  Основная часть

В многодолинных полупроводниках с повышением скорости изменений (частоты) поля необходимо учитывать инерционность различных процессов: запаздывание столкновений, которое характеризуется временем релаксации импульса (тр), релаксации энергии (те), инерционность междолинных переходов (т„), а для этого использовать нестационарные уравнения сохранения. В дальнейшем ограничимся режимом малого сигнала, при котором все пременные величины a(t) представляются в виде суммы постоянной составляющей а0 и малой гармонически меняющейся во времени переменной с амплитудой а_: a(t) = ао + а_е’ю(. Пренебрегая затем членами второго порядка малости и учитывая, что d/dt = /со, используемые уравнения разделяем на не зависящие от времени для постоянных составляющих и линейные уравнения для переменных.

Вклад каждого слагаемого из (1) в динамическую проводимость представляется в виде

Рис. 1. Частотные зависимости действительной (а) и мнимой (б) частей динамической удельной электропроводности, нормированной на статическое значение

Fig. 1. Real (1) and imaginary (2) parts of static valuenormalized dynamic specific conductance vs frequency

Прежде всего необходимо отметить, что проводимость имеет комплексный характер, который проявляется на высоких частотах. На рис. 1 представлены частотные зависимости действительной (а) и мнимой (б) частей электропроводности, нормированной на ее статическое значение ст = е2пхро/т. Частотная зависимость стю определяется множителями типа (1 + /ют)-1, содержащими три временные константы ip, те и тм. Первое слагаемое зависит от частоты столкновений, то есть от времени релаксации импульса, и объясняется инерционностью изменений тока при изменении поля. Второе слагаемое связано с переходом дрейфовой скорости к режиму насыщения, что требует участия оптических фононов и возможно только при повышении температуры электронов. Инерционность процессов разогрева определяется временем релаксации энергии, поэтому второе слагаемое содержит еще и те. Для процессов, связанных с перераспределением электронов по долинам, характерна инерционность как процессов разогрева, так и междолинных переходов. Поэтому в третье слагаемое входят времена те и тм. Существенно также, что оно пропорционально энергетическому расстоянию Aij между долинами и предопределяет отрицательные значение электропроводности.

Из этих трех времен наибольшее значение (около 1 пс) имеет время тБ поэтому верхний частотный предел отрицательной дифференциальной проводимости (ОДП) зависит прежде всего от инерционности процессов разогрева электронов и составляет десятки гигагерц. В слабом поле (рис. 1,а) процессы разогрева и междолинных переходов несущественны, поэтому спад проводимости определяется величиной хр и происходит на частоте около 100 ГГц. Реактивная проводимость проявляется на более низких частотах (около 10 ГГц), что объясняется особенностями множителей (1 + /сот)-1 = (1 — /сот)/(1 + со2т2): реактивная проводимость в отличие от активной пропорциональна первой степени сот. В слабом поле она имеет индуктивный характер, но в области ОДП меняет знак вместе с активной составляющей и становится емкостной. В дальнейшем на очень высоких частотах за время периода поля межзонные переходы не успевают происходить (высокочастотная составляющая заселенности долин Ь_ уменьшается) и реактивная проводимость снова становится индуктивной. Если при этом учесть, что большая часть электронов находится в верхних долинах, то величина проводимости определяется параметрами этих долин.

Учет тока смещения усм = /соевое приводит к появлению в комплексной проводимости стш только мнимой составляющей /совво, а для нормированной величины стш/с7 ее вклад равен Aaja = /совво/епц = /сотМКсЗдесь тМкс = sso/ct максвеллово время релаксации, которое и определяет инерционность процессов, связанных с токами смещения. Но уже при концентрациях примеси 1021 м“3 максвеллово время релаксации становится большим, чем время релаксации энергии и инерционность проводимости будет определяться в основном токами смещения.

Важным результатом проведенного анализа является расчет граничной частоты существования отрицательной динамической проводимости. Его можно провести, пренебрегая инерционностью междолинных переходов (сотм « 1) и запаздыванием столкновений (сотр « 1) и считая, что в режиме ОДП скорость электронов достигает насыщения (vor = Унг). Тогда формула (4) упрощается и может быть представлена в виде

Отсюда из условия Re стш = О, которое и соответствует предельной ситуации, легко получить

В итоге граничная частота зависит прежде всего от времени релаксации энергии, отношения эффективных масс и для арсенида галлия имеет значение около 100 ГГц.

Граничная частота уменьшается с ростом напряженности поля прежде всего из-за повышения электронной температуры. Это противоречит выводам работы [1], тем более, что этот вывод не является существенным, поскольку с ростом поля уменьшается и величина ОДП. Оптимальным является режим, соответствующий напряженности поля 5…10 кВ/см, когда заселенности верхних и нижней долины одинаковы и значение ОДП максимально. При этом отношение Ап/кьТе определяется отношением эффективных масс и

[1] Прохоров Э.Д., Белецкий Н. И. Полупроводниковые материалы для приборов с междолинным переносом электронов Харьков: Вища школа, изд. при Харьк. унте, 1982,144 с.

[2] Москалюк В. А. Разогрев электронного газа в многодолинных полупроводниках, “Электроника и связь”, № 8, 2000, т.2, стр. 334 337.

RELAXATION EQUATIONS AND HIGHFREQUENCY GaAs CONDUCTIVITY

Moskalyuk V. A., Kulikov К. V.

Physical and Biomedical Electronics Chair, Department of Electronics, National Technical University of Ukraine ‘Kyiv Polytechnical Institute’

37 Prospekt Peremogy, Kyiv, Ukraine, 03056 phone +380 (50) 3512757, e-mail: kvprint@mail.ru

Abstract A technique for analytically calculating highfrequency GaAs conductivity in low signal approximation is proposed. It is based on relaxation equations of concentration, pulse and energy conservation, as well as on the analysis of relaxation times for various kinds of scattering. A quantitative assessment of a limiting frequency for negative dynamic conductivity is shown.

I.  Introduction

The frequency-domain analysis of GaAs and other binary compounds has been in the focus of research for a long time [1]. In this paper a complex high-frequency admittance is discussed on the example of GaAs using expressions for the relaxation time for separate mechanisms of scattering and conservation equation from [2]. The sluggishness of various physical processes is analyzed, and principal factors influencing the limiting frequency properties of semi-conductor materials are determined.

II.  Main part

For multi-valley semiconductors with the increase in the rate of variations (frequency) of the field it is necessary to take into account the sluggishness of various processes, including collision delay determined by impulse relaxation time (xp), energy relaxation time (xE), sluggishness of multi-valley crossing (x„) in transitional conservation equations. Using these procedures at the current density j = env for each valley gives us (1).

Each component of (1) is shown as (2) and (3). To determine the full conductivity such expressions should be summarized for each valley. However, with a good approximation the magnitude of high-frequency electroconductivity normalized to its static value can be derived from (4). One should note that the conductivity is of complex nature, which is exhibited in high frequencies. In Fig. 1 frequency dependences of dynamic specific conductance are shown.

III.  Conclusion

The important result of the analysis conducted is the calculation of boundary frequency for the occurrence of negative dynamic conductivity. This frequency may be determined by neglecting the sluggishness of inter-valley transitions (ют„ << 1) and collision delay (свхр<< 1), while assuming that the electron speed reaches saturation (v0r = vHr) in the negative differential conductivity mode. The formula (4) becomes simpler and may be presented as (5). Here it should be easy to obtain (6) for the condition Re = 0 which corresponds to a limiting situation. The boundary frequency drops with the growth of the field intensity due to increasing electron temperatures. This is in contradiction to the conclusions of [1], but this conclusion is not essential, since with the growing field the negative dynamic conductivity also decreases.

The most optimal mode would be the one corresponding to the 5…10 kV/cm field intensity, when the occupancy of top and bottom valleys is identical and the negative dynamic conductivity value reaches maximum. Here the relation An_lkbTe is determined by the ratio of effective mass and (7).

Ultimately, the boundary frequency depends primarily on the energy relaxation time; the effective mass ratio for GaAs being about 100 GHz.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», 2003г.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты