СВЕРХМАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ НА ДЕЦИМЕТРОВЫЙ ДИАПАЗОН: ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА И РЕАЛИЗАЦИИ

June 20, 2012 by admin Комментировать »

А. М. Королёв, В. М. Шульга Радиоастрономический институт НАН Украины Украина, 61002, г. Харьков, ул. Краснознамённая, 4 E-mail: shulga@rian. kharkov. ua

Аннотация В настоящей работе представлен ряд усилительных устройств на дециметровый диапазон длин волн, отличающихся особо низким уровнем шумов (10н-20 К) при комнатной температуре и неглубоком (не криогенном) охлаждении. Изложены особенности расчетной процедуры и схемотехники, позволяющие с наибольшей полнотой реализовать потенциальные возможности современных псевдоморфных гетероструктурных транзисторов. На основании полученных экспериментальных данных делается прогноз о возможности снижения шумовой температуры неохлаждаемых широкополосных усилителей (на частотах

0,        3-3 ГГц) до 10 К.

I.  Введение

Усложнение требований, предъявляемых к малошумящим усилителям СВЧ приёмных систем, и непрерывное обновление их элементной базы стимулируют поиск новых решений на всех этапах проектирования и реализации усилительных устройств. Для усилителей сверхмалошумящих (СМШУ), если по условиям эксплуатации (или рентабельности) нельзя использовать глубокое (20 К) охлаждение, актуальная проблема снижения шумов может быть разрешена единственным способом: приведением шумовой температуры усилителя (Тп) к минимальной температуре шумов транзисторной структуры (Tmin). На настоящий момент в весьма важном для практики дециметровом (дм-) диапазоне потенциальные возможности транзисторов реализуются далеко не в полной мере: Tmin псевдоморфных транзисторов с высокой подвижностью электронов (РНЕМТ) составляет 5-И5 К (в диапазоне 0,3н-3 ГГц), в то время как Тп равна, в лучшем случае, 25н-35 К [1]. В этом плане принципиально важным представляется решение следующих задач: 1) выработка эффективной методики отбора перспективных транзисторных структур; 2) оптимизация схемотехнического решения; 3) определение минимальнодостаточного уровня охлаждения для выхода на сверхмалошумящий режим (условно Тп<10 К). Целью настоящей работы было решение сформулированных задач применительно к широкополосным усилителям дм-диапазона, имеющим широкую область практического использования.

II.  Теория

Основные процедуры расчет Тп, коэффициента усиления, устойчивости и др., в настоящее время хорошо выверены и доступны в виде известных программных продуктов, осуществляющих синтез оптимальных согласующих цепей в заданной полосе частот. Специфика именно дм-диапазона, затрудняющая автоматизированное проектирование, заключается в неточности исходных данных о базовом наборе шумовых параметров РНЕМТ (Tmin и оптимальный импеданс источника в первую очередь). Параметры узкозатворных структур (менее 400 мкм) на частотах менее 2 ГГц зачастую вообще не паспортизуются, для широкозатворных (400-И600 мкм) приводятся в виде экстраполяций. При этом выбор шумовой модели и оценку её адекватности изготовитель транзистора оставляет за собой. Нам представляется, что такой подход несовместим с требуемым для расчета СМШУ уровнем точности. И если погрешность оценки оптимального импеданса источника в определённой мере можно компенсировать подстройкой входной цепи, то неточность прогноза Tmin вызывает более серьёзные последствия необходимость смены типа транзистора и повторения высокозатратного (по времени и ресурсам) этапа натурного макетирования.

Один из возможных способов определения шумовых параметров полевого транзистора (и оценки его перспективности как активного элемента СМШУ) даёт изложенный в [2] “метод макропараметров”. В частности, для вычисления Tmin предлагается использовать выражение Т|тпп=2Тфиз/ФС!т, где Тфиз физическая температура транзисторной структуры, Qin добротность цепи исток-затвор, Ф феноменологический коэффициент. Величина Qin измеряется прямо, слабо зависит от режима смещения и температуры. Ф-параметр, определяемый как оптимальный декремент источника сигнала (для внутреннего транзистора intrinsic FET), в первом приближении неизменен в пределах крупных структурнотехнологических классов полевых транзисторов (Ф=0,6н-0,7 для РНЕМТ). Макропараметрическая оценка шумовых характеристик транзистора, безусловно, не универсальна, но в дм-диапазоне уже подтвердила свою эффективность [3].

Дополнительные критерии отбора транзистора предоставляет самый общий анализ структуры входной согласующей цепи. Исходя, с точки зрения минимизации потерь, из предположения о предпочтительности одноэлементной согласующей цепи, и представляя её отрезком линии передачи, в рамках метода макропараметров можно получить [2] выражение для необходимого волнового сопротивления (р) линии: p=(o>Cgs)"1(1,56+Ф2)0,5, где со циклическая частота, Cgs ёмкость исток-затвор транзистора. Выражение позволяет оценить возможность реализации входной цепи в режиме широкополосного (октава) согласования при заданных Cgs и р. Задаваясь физически реализуемыми значениями р высокодобротных линий и центральной частотой рабочего диапазона, несложно найти интервал оптимальных значений Cgs и использовать полученный результат как дополнительный критерий отбора транзистора.

По отношению к транзистору второго каскада (практические СМШУ устройства многокаскадные) требования несколько иные. В подавляющем большинстве случаев инвариантный коэффициент устойчивости НЕМТ превышает единицу только в сантиметровом диапазоне, что резко обостряет проблему устойчивости устройств дм-диапазона. Если межкаскадная согласующая цепь не содержит диссипативных элементов (не желательных из-за привносимых ими шумов), то особое значение приобретает обеспечение устойчивости к паразитной генерации вне полосы рабочих частот. В дм-диапазоне, где коэффициент усиления транзисторов относительно велик, эффективный способ обеспечения устойчивости непосредственное каскадирование [4], при котором межкаскадная цепь по числу элементов и размерам сокращается до минимума. В этом случае нагрузка транзистора первого каскада автоматически реализуется в виде низкодобротной демпфирующей цепи. Величину её добротности (Qd) можно выразить через модуль (рп) и фазовый угол (фи) элемента Sn Sматрицы транзистора второго каскада: Qd=2pnsin(pii/(1-pii2). Введением местной обратной связи (индуктивность в истоке) величину Qd можно регулировать [4]. В целом, при рациональном выборе транзистора второго каскада, его вход будет играть роль нешумящей (Тп«Тфиз) диссипативной нагрузки транзистора первого каскада, существенно увеличивая устойчивость последнего к внеполосной генерации. Требования к транзистору второго каскада: низкое значение шумового сопротивления; близость реальной части оптимального импеданса источника к выходному сопротивлению транзистора первого каскада; Qd<4 на частотах выше 3 ГГц.

Упрощенная схема (цепи постоянного тока не показаны) экспериментального двухкаскадного усилителя показана на рис.1. Её принципиальная простота результат тщательного выбора типов транзисторов “под диапазон”, выполненного согласно со сформулированными выше рекомендациями. В усилителе использованы РНЕМТ фирмы Agilent: ATF34143 на диапазон 0,5-И ГГц (Q1 два транзистора, включенных впараллель); ATF-34143 (Q1) и ATF38143 (Q2) на диапазон 1н-2 ГГц; ATF-36077 (Q1) и ATF-34143 (Q2) на диапазон 2н-4 ГГц. Измеренная АЧХ усилителей (рис.2) имеет легко корректируемую форму, но расчет и натурное моделирование усилителя показали, что введение элементов частотной коррекции несовместимо с получением низкого коэффициента стоячей волны (КСВН) по входу. Функции формирования амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) рациональнее отнести к последующим каскадам, обеспечив в первых двух достаточный запас по усилению. Соответственно, в представленном усилителе специальные корректирующие АЧХ цепи не используются.

III.  Эксперимент

Конструкция экспериментальных усилителей бесподложечная, с использованием Q-метрически протестированных навесных элементов. Линия L1 и не показанные на схеме дроссели цепей постоянного тока спирально-цилиндрические индуктивности. L2h-L5 отрезки проводных воздушных линий. Для подавления помех от GSM-телефонии в цепях питания и смещения установлены 7-звенные фильтры с коэффициентом подавления более 60 дБ. Цепи стабилизации и контроля режимов вынесены в отдельный модуль.

Измерение шумовой температуры усилителей проводилось с помощью резистивного шумового генератора известным методом 2-х температур (292 К и 78 К). Погрешность измерений, с учетом нелинейности и нестабильности измерительного усилителя, температурной зависимости импеданса шумового генератора (незначительной) и погрешности измерения его температуры, оценивается в +2 К.

На рис.2 показана АЧХ усилителя на диапазон 1н-2 ГГц и зависимость его входного КСВН от частоты. Частотная зависимость шумовой температуры (рис.З) измерена при физической температуре усилителя 20°С, -50°С, -100°С и -196°С. Характеристики усилителей на диапазоны 0,5-И ГГц и 2н-4 ГГц качественно подобны. В центре рабочего диапазона коэффициент усиления “низкочастотного” усилителя равен 35+1 дБ, “высокочастотного” 25+1 дБ. При 20°С и -50°С в центре диапазона Тп “низкочастотного” усилителя ниже, а “высокочастотного” выше на 5+2 К. Для всех усилителей при температурах -50°С и -100°С наблюдается превышение измеренного значения Тп над расчетным на Зн-7 К. На данном этапе исследований авторы не могут идентифицировать источник этих шумов, равно как и указать существенный дефект расчетной процедуры.

IV.  Заключение

Представленные в настоящей работе усилители имеют шумовую температуру на 10н-30 % ниже, чем у аналогичных устройств, описанных в литературе на данный момент. Показана возможность выхода на Тп=10 К при охлаждении до температуры -100°С, которая может быть получена с помощью Пельтьеохладителей. При устранении обнаруженного в эксперименте источника шума (Зн-7 К, на настоящий момент не идентифицированного) можно ожидать снижения шумовой температуры усилителей дмдиапазона до 10 К при комнатной температуре.

V.  Список литературы

[1]  James J. Whelean, Low-Noise Amplifiers Then and Now. IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques. 2002, MTT-50, №3, pp. 806-813.

[2]  А. М. Королёв, Особенности согласования полевых транзисторных структур на минимум шум-фактора в дециметровом диапазоне. Радиофизика и радиоастрономия. 2002, т. 7, № 3, с. 273-288.

[3]  А. М. Королёв, В. М. Шульга. Режим сверхнизких шумов в широкополосном неохлаждаемом усилителе на РНЕМТ в дециметровом диапазоне. Радиофизика и радиоастрономия. 2003, т. 8, № 1, с. 21-27.

[4]  А. М. Королёв, Повышение устойчивости малошумящих усилителей на НЕМТ. Радиофизика и радиоастрономия. 2003, т. 8, № 3, с. 233-238.

Рис. 1. Упрощенная принципиальная схема усилителей

f, GHz

Puc. 2. Зависимость коэффициента усиления (шкала слева, дБ) и КСВН по входу (шкала справа) от частоты, усилитель на диапазон 1+2 ГГц

Fig. 2. Measured gain (left scale, dB) and input VSWR (right scale) vs. frequency for 1+2 GHz amplifier

Puc. 3. Зависимость шумовой температуры (шкала слева, К) от частоты усилителя на диапазон 1 +2 ГГц при различных окружающих температурах

Fig. 3. Measured noise temperature (left scale, K) vs. frequency for 1 +2 GHz amplifier at various ambient temperatures

ULTRA-LOW-NOISE AMPLIFIERS FOR THE RANGES 0.5-1, 1-2, 2-4 GHZ: DESIGN PECULIARITIES

A. M. Korolev, V. M. Shulga National Academy of Sciences of Ukraine Institute of Radio Astronomy

4,     Chervonopraporna Str., Kharkiv, 310002, Ukraine E-mail: shulga(3).rian.kharkov. ua

Abstract Ultra-low-noise amplifiers, having nUoise temperature 10-20 К under moderate (uncryogenic) cooling, for the ranges 0.5-1, 1-2, 2-4 GHz are presented. The design peculiarities aimed to the most effective realization of modern PHEMTs potential are described. Relying on obtained experimental data prediction, it is drown that noise temperature of uncooled broadband amplifiers may be reduced down to 10 К over 0.3 to 3 GHz band.

I.  Introduction

If the use of cryogenic cooling is unsuitable, there is only one way in which actual problem of microwave amplifier’s noise reduction may be solved. It is the closest bringing of amplifier noise temperature (Tn) to minimum noise temperature of transistor (Tmin). There is Tmin=5…15 К in L-band, whereas Tn=25…35 К at best [1]. The objective of this work was to develop a method to realize the evident reserve by means of: 1) perfecting procedure of transistor type choice; 2) schematic optimization; 3) moderate cooling.

II.  Theory

To select HEMT for 1st cascade, we propose to use “method of macro parameters” (MMP) [2, 3]. There are equations for Tmin and Cgs of transistor in the framework of MMP: Tmin=2T/OQin, p=(a)Cgs)’1(1.56+Ф2)05, where T is ambient temperature, Cgs gate-source capacitance, p characteristic impedance of low-loss input transmission line (1-element matching), Qin directly measured “cold” HEMT input quality factor. Ф is phenomenological factor (optimum decrement of signal source), close to 0.7 for PHEMT (intrinsic). To provide maximum stability of 1st cascade, we propose to use direct-coupling circuitry [4] and to choice transistor for 2nd cascade with low “hot” input quality factor Qd: Qd=2p11sin911/(1-p112), where pn and cpn is Sn magnitude and angle respectively. Approximately, Qd must be 3 or less out of amplifier operating band.

A simplified schematic of amplifiers described in this paper is shown in Fig.1. Q1 and Q2 are Agilent’s PHEMTs: ATF34143 (1st, 2nd) for 0,5-1 GHz range; ATF34143 (1st) and ATF38143 (2nd) for 1-2 GHz range; ATF36077 (1st) and ATF34143 (2nd) for

2-    4 GHz range.

III.  Experiment

Measured gain and input VSWR vs. frequency for 1-2 GHz amplifier is shown in Fig.2. Measured noise temperature vs. frequency for 1-2 GHz amplifier is shown in Fig.2 at various ambient temperatures. The accuracy is ±2 К (cold/hot load method). For all amplifiers at 20 С good agreement between theoretically calculated Tn and experimentally measured values was observed. Measured Tn at -50 С and -100 С was 3-7 К higher then theoretically predicted level. We now have not a rational explanation for these.

IV. Conclusion

Presented broadband amplifiers have (as we believe) noise temperature 10-30% less then any similar device reported to date. Tn about 10 К was obtained at -100 С (so-called Peltier cooling level). With elimination excessive noise source (about 5 K) founded experimentally, the possibility to reduce noise temperature of uncooled L-band amplifier can be predicted.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», 2003г.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты