МЕТОДИКА ОПРЕДЕЛЕНИЯ НЕИДЕНТИЧНОСТИ ПАРАМЕТРОВ МЕЖДУ ОБРАЗЦАМИ МШУ В МИЛЛИМЕТРОВОМ ДИАПАЗОНЕ

July 28, 2012 by admin Комментировать »

Сундучков И. К. ОАО НПП «Сатурн» проспект 50 лет Октября 25, Киев, 03148, Украина Тел.: (044)477-93-72


Аннотация приведены результаты разработки малошумящего усилителя с выходной мощностью 10 мВт в 8-ми миллиметровом диапазоне длин волн. Исследованы случайные составляющие погрешности измерения параметров и на этой основе предложена методика оценки неидентичности параметров в партии из большого числа образцов

I.  Введение

В миллиметровом диапазоне сегодня находят свою реализацию системы, обеспечивающие услуги телевидения, телеконференцсвязи, высокоскоростного доступа в Интернет, мобильной радиосвязи, радиовидения и др. Системы миллиметрового диапазона имеют целый ряд преимуществ по сравнению аналогичными системами сантиметрового диапазона: более широкие полосы рабочих частот, что позволяет телекоммуникационным системам обеспечивать скорости в каналах с цифровыми данными 250 Мбит/с и более; малые габариты; высокую разрешающую способность и др. [1-4].

К недостаткам этого диапазона следует отнести прежде всего большие потери в атмосфере. Последнее может быть компенсировано повышением чувствительности устройств. В этой связи актуальны исследования по созданию малошумящих усилителей (МШУ) в миллиметровом диапазоне.

Каскады малошумящих усилителей в 8-ми миллиметровом диапазоне длин волн в настоящее время, как правило, выполняются по планарной технологии [5, 6]. При этом чипы активных элементов (РНЕМТ и др.) удобно стыкуются с микроволновыми линиями. На входе и выходе таких усилителей часто применяют волноводно-полосковые переходы [7-10].

Когда геометрические размеры конструкции приближаются к долям длины волны сигнала, достаточно сильно сказываются производственные допуски на разброс характеристик устройства. В этой связи становятся актуальными исследования не только чувствительности параметров к производственным допускам, но и определение величины разброса параметров от образца к образцу. Попутно заметим, что для последней оценки нет общепринятого параметра и методики его вычисления.

Целью данной работы является разработка методики оценки разброса параметров между образцами одной партии МШУ миллиметрового диапазона на основании изучения случайных составляющих (погрешностей измерения) характеристик партии МШУ.

II.  Эксперимент

Усилитель с выходной мощностью 10 мВт состоит из входного малошумящего усилителя, предварительного усилителя, полосно-пропускающего усилителя, полосно-пропускающего фильтра и выходного усилителя. Каждый из усилителей состоит из двух каскадов. Входной усилитель настроен на минимум коэффициента шума, выходной усилитель на максимум выходной мощности.

На входе каждого транзистора включена согласующая цепь, а между усилительными каскадами расположена «развязка» по постоянному току. В качестве подложки для микросхем использован кварц толщиной

0,      3 мм. Вход и выход усилителя волновод размерами сечения 3,4×7,2мм, имеющий гермовводы.

Измерения коэффициента усиления МШУ, КСВНвх. и КСВНвых. проводились на стенде, где использовался панорамный измеритель КСВН Р2-65, доукомплектованный вторым индикатором КСВН и ослабления Я2Р-67 и дополнительными элементами: направленным ответвителем с детекторной секцией, аттенюатором и волноводным роторным переключателем.

Таблица/ Table 1

Парам.

Ку.дБ

тш

КСВвх

КСВвых

Р-1 мВт

М

31,2

223,5

2,26

1,71

10,85

ст, %

0,86

1,03

1,5

0,063

2,35

М + А

31,47

225,8

2,29

1,711

11,105

М-А

30,93

221,2

2,226

1,709

10,595

В табл. 1 обозначены: М математическое ожидание; ст среднеквадратичное отклонение в процентах к М; (М + А) и (М А)верхняя и нижняя границы (М+ст) в абсолютных единицах.

Погрешность измерения КСВН, согласно техническому описанию на измеритель при калибровке в рабочем диапазоне частот прибора в процентах, не превышает величины: 5КСВН = +(5КСВН +2)% «12% (для КСВН = 2,0) [11].

В то время, как следует из приведенных измерений, среднеквадратичная случайная погрешность измерения КСВН в пределах до 2,0 из 12% составляет (0.63… 1.5)%, остальные (11.37… 10.5)% можно отнести к систематической погрешности измерения КСВН.

Эквивалентна шумовая температура входа измерялась с помощью измерителя коэффициента шума Х5-42. Уровень выходной мощности усилителя измерялся в точке насыщения усилителя с помощью прибора Я2М-66. Уровень насыщения опредилялся по критерию уменьшения коэффициента усиления усилителя на 1 дБ по известной методике с двумя прецезионными аттенюаторами Д3-36А, включенными на входе и выходе усилителя.

Погрешность измерения Тш(к) эквивалентной шумовой температуры (в пределах измерения

20..                 .400К, без учета погрешности рассогласования шумовой температуры) согласно техническому описанию и инструкции по эксплуатации на измеритель [12] не более 1 дБ, либо (+25,9% и 20,6%), в том числе, как это следует из табл. 1, случайная погрешность измерения около1 %.

Случайная погрешность измерения выходной мощности усилителя P.-i(mBt) в соответствии с данными табл.1 составляет 2,35% от измеряемой величины. Так, например, величина мощности 10,85 мВт измеряется со случайной погрешностью 10,85(мВт) ■ 2,35% = +0,25 мВт.

Таблица/Table 2

Частота, ГГц

36,0

36,2

36,5

Параметр

М

ст( М ), %

м

ст( М), %

м

ст( М ), %

Тш, К

228

14

239

10

226

17

/Су, дБ

32

5

32

5

32

5

Р. 1, мВт

16

49

15

39

14

38

Таблица/ Table 3

Частота, ГГц

36,0

36,2

36,5

Параметр

О

о(о),%

О

о(о),%

О

о(о),%

ТШ) К

0,01

55

0,01

45

0,02

76

/Су, дБ

0,0057

152

0,0033

77

0,0038

105

Р. 1, мВт

0,02

127

0,02

116

0,02

91

Попытки обнаружить разные показания измерений параметров, обусловленные перестыковкой испытуемого объекта с трактом испытательного стенда, привели к выводу о том, что прецизионные фланцы волноводов и струбцины их крепления исключают неидентичность стыковки. Отклонения значений измеряемых параметров в этом эксперименте не обнаружены.

Результаты вычесленных математического ожидания и среднеквадратичного отклонения измеренных параметров из серии 15-и измерений каждого параметра, приведены в табл. 1. Измерения проводилось на одной частоте ^1=36,2ГГц без расстыковки фланцев испытуемого объекта и сигнального тракта стенда.

Попытки обнаружить разные показания измерений параметров, обусловленные перестыковкой испытуемого объекта с трактом испытательного стенда, привели к выводу о том, что прецезионные фланцы волноводов и струбцины их крепления исключают неидентичность стыковки. Отклонения значений измеряемых параметров в этом эксперименте не обнаружены.

III.   Исследование неидентичности параметров

Исследование идентичности параметров между образцами проводилось на партии малошумящих усилителей из 10-ти образцов по следующей методике.

Для каждого образца вычислялись математическое ожидание М и среднеквадратичное отклонение ст по общеизвестным выражениям.

Затем для всех образцов выбирались эти вычисленные параметры для одной и той же частоты и вычислялись М среднеарифметическое значение из вычисленных М и ст(М ) среднеквадратичное отклонение

от М для партии из 10 образцов. Исследования проводились на трех частотах для трех параметров.

Вычисленные значения М и ст(М) приведены в табл. 2.

Если М и ст для какого-либо параметра одного образца представляют собой среднеарифметическое значение этого параметра и среднеквадратичное отклонение от среднеарифметического значения параметра, то разброс значений исследуемого параметра обуславливается прежде всего погрешностью измерений.

Вычисленные же значения математического ожидания значения параметра для партии образцов М ,

а также ст(М) среднеквадратичного отклонения значений М для партии образцов характеризуют неидентичность значений параметров от образца к образцу, обусловленную погрешностями изготовления, разбросом параметров комплектующих и произволом настройщика, допускающего неидентичность значений параметров от образца к образцу в пределах, разрешенных инструкцией по настройке.

В табл. 3 приведены: о вычисленное среднеарифметическое значение среднеквадратичных отклонений параметров для партии из десяти образцов

и о(о) среднеквадратичное отклонение в % от о параметров в партии из десяти образцов.

IV.  Выводы

1) Результаты проведенных исследований показали, что разработанный малошумящий усилитель имеет следующие параметры в диапазоне рабочих частот

34..         .37            ГГц: коэффициент усиления 27…30 дБ; эквивалентную шумовую температуру 220…264 К; уровень выходной мощности при компрессии коэффициента усиления равной -1дБ равен 10,1… 15,7 мВт; КСВНВых. равен 1,23. ..1,71; КСВНвх. равен 2,4. ..4,1.

2)  Случайная погрешность измерения параметров на одном и том же образце составила: для КСВН меньше 1,5%; для эквивалентной шумовой температуры входа усилителя порядка 1%; для выходной мощности усилителя менее 2,35%; для коэффициента усиления не более 0,86%.

3) Исследование неидентичности значений параметров, измеренных на разных образцах партии из 10-ти экземпляров, показали следующие значения

М среднеарифметическое значение математических ожиданий значений параметров каждого образца и его ст(М ),% среднеквадратичного отклонения

от среднеарифметического значения М для следующих параметров: для эквивалентной шумовой

температуры входа М=226…239К при ст(М)<17%;

для коэффициента усиления М = 32 дБ при

ст(М)< 5%; для уровня выходной мощности при

компрессии коэффициента усиления на -1 дБ М =

14..   .      16 мВт при ст(М )< 49%.

1.   The Future Generations of Mobile Communications Based on Broadband Access Technologies / Shingo Ohmori, Yasushi Yamao, Nobuo Nakajima // IEEE Communications Magazine. December 2000, p. 134-142.

2.   A 38-GHz Integrated Uniplanar Subsystem for High-Speed Wireless Broad-band Multimedia Systems / K. Hettak, G. Y. Delisle, L. Talbi // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. Vol., 47, №6, June 1999, pp. 935-942.

3.   A Mobile Broad-Band Communication System Based on Mode-Locked Lasers / Clemens H. von Helmolt, Udo Kruger, Kirsten Kruger, Gerd GrossKopf. // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. Vol., 45, №8, August 1997, pp. 1424-1430.

4.   Millimeter-Wave Remote Self-Heterodyne System for Extremely Stable and Low-Cost Broad-Band Signal Transmission / Yozo Shoji, Kiyoshi Hamaguchi, Hirovo Ogawa // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. Vol.,

50, №6, June 2002, pp. 1458-1468.

5.   Power-Amplifier Modules Covering 70 -113 GHz Using MMICs / Huei Wang, L. Samoska, T. Gaier et al. // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques. 2001. Vol. 49, N 1. P. 9-16.

6.   Membrane-Supported CPW with Mounted Active Devices / W.Y. Liu, D.P. Steenson, M.B. Steer// IEEE Microwave and Wreless Component Letters. 2001. Vol. 11, N 4. P. 167 169.

7.   A New 3-dB Power Divider for Millimeter-Wavelengths / V. Vassilev, V. Belitsky, D. Urbain, S. Kovtonyuk// IEEE Microwave and Wreless Component Letters. 2001, Vol. 11, N

1.        P. 30-32.

8.   Lynch J. J. Patent Abstracts. Method and Apparatus for Coupling a Microstrip Transmission Line to a Waveguide Transmission Line for Microwave or Millimeter-Wave Frequency Range Transmission // IEEE Microwave and Wireless Component Letters, 2001. Vol. 11, N 4. P. 179.

9.   A Compact Manufacturable 76 77 GHz Radar Module for Commercial ACC Applications / G.N. Jain, T. Budka, A. Alexanian et al. // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques. 2001. Vol. 49, N 1. P. 44 58.

10.   Яковлев          И. В. Микрополосковые узлы миллиметрового диапазона / И. В. Яковлев, К. В. Милованов,

О. Е. Мускеев // Электрон, техника. Сер. 1,

Электроника СВЧ. 1987. Вып. 8. С. 50-51.

11 .Измеритель КСВН панорамный "Р2-65". Техническое описание и инструкция по эксплуатации. ЦЮ1.400.179 ТО, 1985 г., стр.7.

12.Измеритель коэффициента шума Х5-42, Х5-45. Техническое описание и инструкция по эксплуатации.

ЦЮ1.400.295-02 ТО, 1985 г., стр.8.

A TECHNIQUE FOR DETERMINING THE NONIDENTITY OF PARAMETERS BETWEEN MM-WAVE LNAs

Sunduchkov I. K.

‘Saturn’ OJS SPI

25    Prospekt 50-Letiya Oktyabrya, Kyiv, Ukraine, 03148 phone +380 (44) 4779372

Abstract The results of developing a 100mW 8mm-band low noise amplifier are presented. Random components of measurement errors have been investigated and the technique of estimating parameter nonidentities for large LNA batches is proposed.

I.  Introduction

The aim of this work was to develop a technique for estimating parameter scatter between mm-wave LNAs of the same batch using the investigation of random components (measurement errors) of the LNAs batch characteristics.

II.  Experiment

In Tablel the results of experimental data processing are given, where M is expectancy; c> RMS deviation of the M percentage; (M+A) and (M-A) top and bottom (M+c.) limits in absolute units.

III.  Investigation of parameter nonidentity

The investigation of parameter nonidentity between the samples was conducted using a batch of 10 LNAs according to the following technique.

For each sample the expectancy M and the RMS variation с. were calculated using well-known equations. This was followed by the calculation of M (averaging of the calculated M) and cr(M) (an RMS variation for a 10-sample batch) for all the

samples using the calculated parameters for the same frequency. The investigations were conducted at three frequencies for three parameters. The calculated M and cr(M) are shown in Table 2.

If M and с. for any given parameter of a single sample are an averaging of this parameter and an RMS variation from the averaging of this parameter, then the scatter of values for the investigated parameter is mainly due to measurement errors. The calculated values of the expectancy for batch parameter values M , as well as the RMS value variation of M for a batch er(M) describe the nonidentity of parameter values between

samples due to manufacturing errors, scatter of component parameters and arbitrary tuning within the limits allowed by production manuals for the nonidentity of parameters between samples.

IV. Conclusions

The random error of parameter measurements for the same sample did not exceed 1.5% for the reflected wave ratio, 1 % for equivalent noise temperature at the amplifier input, 2.35% for the amplifier output power and 0.86% for the gain.

The investigation of parameter nonidentity measured for a 10-sample batch has shown the following values of M (the average expectancy of parameter values for each sample) and its er(M),% (the RMS variation from the average value of M) for the following parameters: the equivalent noise temperature at the input M =226…239K at cr(M)^ 17%; the gain M =32dB at er(M) <5%; the output power for a 1dB gain compression of M =14…16mWat u(M)<49%.

СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ СО СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМОЙ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ, ПРЕДНАЗНАЧЕННЫЙ ДЛЯ РАБОТЫ В СОСТАВЕ МОЩНОГО ВАКУУМНО-ТВЕРДОТЕЛЬНОГО МОДУЛЯ

Тяжлов В. С., Бегинин Д. В., Бутерин А. В. НПЦ «Алмаз-Фазотрон» Россия, 410033, ул. Панфилова, 1 тел. (8452) 372-933

Аннотация Представлены результаты разработки твердотельного усилителя, предназначенного для формирования амплитудно-частотной характеристики мощного вакуумно-твердотельного модуля. Приведены схема построения, основные расчетные и экспериментальные характеристики.

I.  Введение

Современные тенденции развития радиоэлектронной аппаратуры определяют необходимость создания мощных передающих устройств, удовлетворяющих комплексу противоречивых требований, включающему возможно большие значения ширины рабочей полосы частот, коэффициента полезного действия (КПД) и мощности, малые значения шума и гармонических составляющих в спектре выходного сигнала.

Лампы бегущей волны (ЛБВ), традиционно использующиеся в качестве выходных каскадов передатчиков, обеспечивают значения выходной мощности до сотен Ватт, коэффициента усиления около 60 дБ и КПД до 40% в полосе частот более октавы, однако имеют значительный коэффициент шума (до 30 дБ) и крайне неравномерную амплитудночастотную характеристику (АЧХ) (до 20 дБ). Преодоление указанных противоречий оказалось возможным на пути создания мощных вакуумнотвердотельных СВЧ модулей (microwave power module МРМ), представляющих собой компактные, полностью интегрированные в общем корпусе усилители, в состав которых входят три разнородных компонента: ЛБВ, твердотельный усилитель (ТТУ) и встроенный источник питания.

Основные функции твердотельного усилителя состоят в усилении входного сигнала с коэффициентом усиления 25…30 дБ (около половины общего усиления МРМ), снижении коэффициента шума до уровня около 10 дБ, а также формировании относительно плоской характеристики усиления модуля в сверхширокой полосе частот. Для выполнения последней функции ТТУ должен иметь в своем составе корректор амплитудно-частотной характеристики.

В работах [1,2] сообщается о разработках мощных СВЧ-модулей, работающих в диапазоне частот

6..         .18 ГГц.

II.  Основная часть

Описываемый ТТУ предназначен для работы в составе мощного СВЧ-модуля диапазона 4… 12 ГГц и характеризуется специальной АЧХ с выходной мощностью на краях рабочего диапазона частот не менее 250 мВт при усилении 25 дБ и плавным уменьшением мощности при изменении частоты от крайних значений к середине диапазона на 15…20 дБ, а также возможностью корректировки фазовой длины в пределах -90°… 90°.

В связи с отсутствием серийно выпускаемой монолитной элементной базы, оптимизированной для диапазона частот 4… 12 ГГц, при проектировании усилителя были использованы дискретные арсенидгаллиевые полевые транзисторы с барьером Шотки, разработанные НПЦ «Апмаз-Фазотрон». В выходном каскаде усилителя применен транзистор со значением ширины затвора 600 мкм, которая представляется оптимальной для согласования в указанном диапазоне частот. Согласующие цепи транзистора рассчитывались на основе измеренных малосигнальных

S   параметров и параметров нелинейной эквивалентной схемы. Структура согласующих цепей показана на рис. 1, а расчетные зависимости выходной мощности от частоты на рис. 2. Для оценки линейности спроектированной усилительной ячейки был проведен расчет уровней второй и третьей гармоник в спектре выходного сигнала, результаты которого представлены на рис.3-5. Следует отметить, что в соответствии с требованиями к ТТУ наибольшая выходная мощность развивается на частотах 4 ГГц и 12 ГГц. Поэтому, уровни гармоник на данных частотах рассчитывались при входной мощности 60 мВт, а на частоте 8 ГГц 10 мВт. Поскольку вторая и третья гармоники сигнала основной частоты, равной 4 ГГц, попадают в полосу пропускания усилительной ячейки, именно на частоте, соответствующей нижнему краю диапазона рабочих частот, наблюдается наибольшая нелинейность. В связи с этим, при последующей практической реализации структура согласующих цепей оптимизировалась с целью минимизации нелинейных искажений по методике, описанной в [3].

Выходной каскад усилителя построен с использованием четырех усилительных ячеек на 600-мкм транзисторах, мощности которых складываются с помощью 4-канальных делителей-сумматоров [4] схема которых показана на рис. 6.

С целью формирования требуемой формы амплитуд но-частотн ой характеристики в состав усилителя введен корректор АЧХ, схема которого приведена на рис. 7, а расчетная зависимость коэффициента передачи от частоты на рис. 8. Корректор представляет собой последовательно-параллельные отрезки микрополосковых линий передачи, соединенные с основной линией передачи либо непосредственно, либо через резисторы R2-R5. Варьирование сопротивлений резисторов позволяет регулировать ослабление сигнала в середине рабочего диапазона частот, а изменение длин отрезков 3,4,7,8 «управляет» крутизной изменения коэффициента передачи корректора в диапазоне частот, а также положением точки на характеристике, соответствующей наименьшему значению коэффициента передачи.

Регулирование фазовой длины усилителя осуществляется с помощью фазового корректора, представляющего собой ответвитель Ланге, два плеча которого используются в качестве входа и выхода сигнала, а два другие плеча нагружены на разомкнутые отрезки микрополосковых линий передачи, одновременное изменение длины которых приводит к изменению фазового сдвига.

Рис. 3 Fig. 3

Puc. 2 Fig. 2

Схема усилителя приведена на рис.9. В качестве предвыходного усилительного каскада использована балансная схема на ответвителях Ланге, в каждом канале которой размещена усилительная ячейка на 600-мкм транзисторе, аналогичная усилительной ячейке выходного каскада. Необходимый уровень усиления с учетом компенсации потерь в амплитудном и фазовом корректорах обеспечивается использованием четырех балансных усилительных каскадов, скомпонованных в виде двух одинаковых узлов. В качестве активных элементов для них выбраны полевые транзисторы с шириной затвора 300 мкм. Измеренная АЧХ усилителя представлена на рис. 10, спектр выходного сигнала на рис. 11. Твердотельный усилитель был успешно испытан в составе вакуумно-твердотельного модуля.

III.  Заключение

Рис. 4 Fig. 4

Твердотельный усилитель, изготовленный по гибридно-интегральной технологии с использованием дискретных арсенидгаллиевых полевых транзисторов, может быть использован в вакуумнотвердотельном модуле для обеспечения необходимого уровня входной мощности ЛБВ, формирования амплитудно-частотной характеристики и регулирования электрической длины модуля.

Дальнейшее улучшение характеристик усилителя, в том числе уменьшение габаритов и массы, увеличение выходной мощности, уменьшение фазовой неидентичности, связано с применением монолитной элементной базы.

2f0

IV. Список литературы

[1] Lalit Kumar, K.U. Limaye, “Microwave Power Module: An Electronic Super component for EW Systems”, 2001, Proc. of Seminar “Emerging Trends in Electronic Warfare”, pp. 1-12.

[2]  IEEE MTT-S Digest, 2002, pp. 629-632.

[3]  Усанов Д. А., Тяжлов В. С., Безменов А. А. Использование детекторного эффекта для настройки СВЧусилителей на транзисторах. Электронная техника. Сер.1, Электроника СВЧ. 1989. Вып.6 с. 8.

Рис. 5 Fig. 5

[4]  Alain G. Bert, Didier Kaminsky, “The Travelling-Wave Divider/Combiner, IEEE Trans, on MTT, vol. MTT-28, № 12, pp. 1468-1473.

ULTRA WIDE-BAND TRANSISTOR AMPLIFIER WITH SPECIAL SHAPE OF AMPLITUDE-FREQUENCY CHARACTERISTIC DESIGNED FOR APPLICATION AS A COMPONENT OF POWER VACUUM SOLID-STATE MODULE

In order to shape the required form of the amplitudefrequency characteristic, an amplitude corrector is entered into the circuit of the amplifier (the circuit is shown in Fig. 7, rated dependence of transmission ration on frequency is shown in Fig. 8). The corrector includes series and shunt micro-strip transmission lines connected with the main line either directly or by resistors R1 and R2.

Change of the SSA phase length is effected with the help of the phase corrector made in the shape of Lange coupler. Its two legs are used as signal input and output whereas the other two legs are loaded onto the open microstrip transmission lines.

The SSA circuit is shown in Fig. 9. The balanced circuit with 600 |xm amplifying cells is used as a pre-output amplifying stage. The required gain level is provided by four balanced amplifying stages equipped with 300 |xm transistors. The measured SSA amplitude-frequency characteristic is shown in Fig.

10,  harmonics in Fig. 11.

III. Conclusions

The presented SSA manufactured in accordance with a hybrid-integral technology using discrete MESFETs can be applied for operation as a component of MPM.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», 2003г.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты