МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ СВЧ-УСТРОЙСТВА НА ОСНОВЕ ИСКУССТВЕННЫХ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ДИСПЕРСИЕЙ

January 10, 2013 by admin Комментировать »

Капитанова П. В., Серебрякова Е. В., Холодняк Д. В., Вендик И. Б. Санкт-Петербургский Государственный Электротехнический Университет «ЛЭТИ» г. Санкт-Петербург, 197376, Россия e-mail: D VKholodnyal<@mail. eltech. ru

Аннотация – Представлены оригинальные конструкции интегральных СВЧ-устройств, использующих искусственные линии передачи с отрицательной дисперсией, – дискретных октавных СВЧ-фазовращателей и миниатюрного дифференциального делителя-сумматора мощности СВЧ.

I.                                      Введение

в последнее время усилился интерес к применению в СВЧ-устройствах так называемых «левосторонних» линий передачи (Left-Handed Transmission Lines

–     LH TL) или линии с отрицательной дисперсией (ЛОД), в которых фазовая и групповая скорости противонаправлены [1]. Комбинируя ЛОД и традиционные линии передачи с положительной дисперсией (ЛПД), в которых распространение электромагнитной волны

описывается правой тройкой векторов Е, Н и к (Right-Handed Transmission Lines – RH TL), можно создавать СВЧ-устройства с принципиально новыми свойствами [1], в том числе широкополосные устройства с рабочей полосой частот равной октаве и более и устройства с уменьшенными габаритами.

В данной работе представлено применение искусственных ЛОД для разработки широкополосных дискретных СВЧ-фазовращателей и малогабаритного дифференциального делителя мощности на основе гибридного кольца, выполненного на квазисосредото- ченных элементах. Все устройства реализованы в виде многослойных ИС СВЧ по сэндвич-технологии [2].

II.        Широкополосные фазовращатели

в основе широкополосного дискретного фазовращателя (ФВ) на ЛПД и ЛОД (Рис. 1) лежит переключение пути распространения волны между двумя каналами с одинаковым наклоном ФЧХ [3]. В одном состоянии волна, проходя по отрезку ЛПД, получает отрицательный фазовый набег φι(ί) = -0i(f), где Θ – электрическая длина линии. В другом состоянии, когда волна проходит через ЛОД, имеющую отрицательную электрическую длину, фазовый набег – положителен: Φ2(ί) = -02(f). Дифференциальный фазовый сдвиг составляет Δφ(ί) = ψ2(ί) – φι(ί).

Можно теоретически показать, что полоса частот ПО минимуму ошибки фазового сдвига максимизиру

Рис. 1. Дискретный ФВ на переключении ЛПД и ЛОД.

Fig. 1. Digital phase shifter based on switching between RH TL and LH TL

ется в случае равенства наклонов ФЧХ на центральной частоте fo, которое имеет место при одинаковой ПО модулю электрической длине отрезков ЛОД и ЛПД, равной |0(fo)| = Δφ(ίο)/2. Теоретический предел ошибки фазового сдвига в этом случае составляет ±3 % для ПОЛОСЫ частот равной одной октаве и ±12,5 % в двухоктавной полосе. При этом рабочая полоса частот такого ФВ ограничена только допустимой ошибкой фазового сдвига, так как надлежащий выбор волнового сопротивления отрезков ЛОД и ЛПД теоретически обеспечивает идеальное согласование по входу в сколь угодно широкой полосе частот.

Отрезки ЛОД, которых в явном виде в природе не существует, выполняют в виде искусственных длинных линий на сосредоточенных элементах. В качестве элементарной ячейки выступает Т- или П-схема, состоящая из последовательных емкостей и параллельных индуктивностей. В свою очередь, отрезки ЛПД могут быть реализованы как в виде искусственных, так и в виде реальных линий передачи.

Поскольку значения элементов LC-ячеек определяются на центральной частоте, в широкой полосе частот ФЧХ искусственных длинных линий, состоящих из таких ячеек, будут отличаться от теоретических ФЧХ идеальных длинных линий: для ЛОД на частотах ниже, а для ЛПД – выше центральной частоты. Было показано, что для октавного 180° ФВ достаточное приближение к характеристикам идеальных длинных линий уже обеспечивает использование двух элементарных ячеек (Рис. 2), а для меньших значений фазового сдвига, – достаточно всего одной ячейки [4], [5].

На Рис. 3, а показана конструкция 180° ФВ, в котором ЛОД выполнена в виде каскадного соединения двух одинаковых Т-схем на квазисосредоточенных элементах, обеспечивающих фазовый набег +45° ка

Рис. 2. Влияние числа LC-ячеек на ФЧХ искусственных ЛПД и ЛОД (одна ячейка – пунктир, две ячейки – штрих-пунктир, идеальные длинные линии – сплошные линии).

Fig. 2. Influence ofLC-cells number on phase response of artificial RH TL and LH TL (single LC-cell – dashed lines, two cascaded LC-cells – dash-dot lines, and ideal transmission line sections – solid lines)

Рис. 3. Конструкция (а), расчетные (пунктир) и измеренные (сплошные линии) характеристики (b)-(d) 180° ФВ. Fig. 3. Design (а), simulated (dashed lines) and measured (solid lines) characteristics (b)-(d), ofthe 180° phase shifter

ждая. В качестве ЛПД с фазовым набегом -90° используется отрезок копланарного волновода соответствующей длины [3]-[5]. Переключение между ЛПД и ЛОД осуществляется при помощи навесных p-i-n диодов. Цепи подачи смещения выполнены на навесных LC-элементах. Размеры ИС устройства, реализованного no МНОГОСЛОИНОИ сэндвич-технологии на подложке из поликора толщиной 1 мм с одним дополнительным диэлектрическим слоем толщиной 60 мкм, составляют 21x14x1.1 мм^.

Электродинамическое моделирование многослойной структуры 180° ФВ с учетом эквивалентной схемы p-i-n диода в двух состояниях продемонстрировало, что фазовый сдвиг 180+5° обеспечивается в полосе частот более чем одна октава (1.8-4.1 ГГц, т. е. 85 %). В этой же полосе частот согласование по входу в обоих состояниях лучше, чем -15 дБ, а вносимые потери не превышают 0.55 дБ.

Экспериментальное исследование резонатора выявило хорошее совпадение измеренных характеристик с результатами электродинамического моделирования, за исключением появления паразитного резонанса на частоте 3.75 ГГц, который вызван влиянием цепей подачи смещения, не учитывающимся при моделировании. Тем не менее, в полосе частот 2.0

Рис. 4. Эквивалентная схема (а), топология (Ь) и характеристики (с) дифференциального делителя. Fig. 4. Equivalent circuit (а), layout (b), and characteristics (c) ofthe balun

3.6  ГГц измеренный фазовый сдвиг составил 180±7°. Экспериментальное значение входного коэффициента отражения в этой полосе частот составило не более -11 дБ в канале ЛПД и не более -14 дБ в канале ПОД. Измеренные вносимые потери составили около 0.7 дБ в канале ЛПД и не более 0.9 дБ в канале ЛОД. Экспериментальные характеристики ФВ представлены на Рис. 3, b-d в сравнении с результатами электродинамического моделирования.

4  Аналогичным образом в виде многослойных керамических структур были реализованы дискретные ФВ с фазовым сдвигом 45+2° и 90+3,5° в полосе частот 2ГГц. Габариты устройств составили 16.5x11x1.1 мм^и 13x0x1.1 мм^, соответственно. Отдельные фазовращательные разряды были объединены в единую ИС трехразрядного широкополосного ФВ.

III.     Миниатюрный дифференциальный делитель-сумматор мощности СВЧ

в качестве согласованного дифференциального делителя-сумматора мощности СВЧ широко применяется гибридное кольцо, состоящее из трех отрезков линии передачи с электрической длиной 90° и одного отрезка с длиной 270°. Однако большие габариты устройства затрудняют его использование в нижней части СВЧ-диапазона. Замена отрезка ЛПД с электрической длиной 270° на искусственную ЛОД с электрической длиной -90°, выполненную в виде П- схемы на квазисосредоточенных элементах, значительно уменьшает габариты гибридного кольца. Четвертьволновые отрезки ЛПД, также могут быть реализованы в виде П-схемы на квазисосредоточенных реактивностях. Такой подход позволяет реализовать

миниатюрные дифференциальные делители-сумма- торы мощности СВЧ для систем беспроводной связи.

При соединении П-схем, реализующих ЛПД и ЛОД, на входах 1 и 4 образуются параллельные контуры, настроенные на центральную частоту, которые могут быть исключены из схемы (Рис. 4, а) с полным сохранением поведения устройства на этой частоте.

Реализация устройства по многослойной сэндвич- технологии позволяет уменьшить влияние паразитных емкостей на заземленный экран за счет использования толстой подложки [2]. Топология разработанной ИС дифференциального делителя-сумматора представлена на Рис. 4, Ь. Устройство с центральной частотой 2.45 ГГц имеет размеры 13x12x1.1 мм®. По результатам электродинамического моделирования с учетом потерь в проводящих и диэлектрических слоях такой делитель-сумматор обеспечивает в полосе частот 2.2-2.7 ГГц (Рис. 4, с) равное деление мощности между выходами 2 и 4с неравномерностью ±1 дБ. При этом разность фаз волн в выходных плечах составляет 180±5°. В указанной полосе частот согласование по входу – лучше, чем -25 дБ, развязка – не хуже -20 дБ, вносимые потери – около 0.2 дБ.

IV. Заключение

На комбинации ЛПД, выполненных как искусственные или реальные линии передачи, и искусственных ЛОД на квазисосредоточенных элементах разработан ряд октавных дискретных СВЧ-фазовращателей и миниатюрный дифференциальный делитель-сумматор мощности СВЧ. Устройства реализованы в виде многослойных ИС СВЧ по сэндвич-технологии.

Работа выполнена при поддержке Сети совершенства и мастерства «Метаморфоза» 6-й рамочной программы Европейской Комиссии (проект № 500252).

V.                            Список литературы

[1]  с. Caioz and Т. Itoh, Electromagnetic metamaterials: transmission line theory and microwave applications, Wiley, 2006.

[2]  P. Kapitanova, A. Simine, D. Kholodnyak, and I. Vendik, «Application of sandwich multilayer technology to MICs design», Proc. of 35th European Microwave Conf., Paris, France, Oct. 2005, pp. 389-392.

[3]  O. Vendik, I. Vendik, D. Kliolodnyak, S. Zubko, and E. Serebryakova, «Electronically controlled phase shifters based on right/left-handed transmission lines», Proc. of 35th European Microwave Conf., Paris, France, Oct., 2005, pp. 909-912.

[4]  I. Vendik, O. Vendik, D. Kliolodnyak, E. Serebryakova, and P. Kapitanova, «Digital phase shifters based on right- and left-handed transmission lines», Proc. of European Microwave Association, Vol. 2, No. 2, 2006 (in print).

[5]  D. Kholodnyak, E. Serebryakova, I. Vendik, and O. Vendik, «Broadband digital phase shifter based on switchable right- and left-handed transmission line sections», IEEE Microwave and Wireless Comp. Lett., Vol. 16, No. 5, pp. 258-260, 2006.

MICROWAVE MICROELECTRONIC DEVICES BASED ON ARTIFICIAL TRANSMISSION LINES WITH NEGATIVE DISPERSION

P. Kapitanova, E. Serebryakova,

D.                             Kholodnyak, I. Vendik St. Petersburg Eiectrotechnicai University «LETi»

St. Petersburg, 197376, Russia e-maii: D VKhoiodnyak@maii. eitech.ru

Abstract – Original designs of integrated microwave devices such as digital phase shifters with one octave operational bandwidth and miniaturized balun using artificial transmission lines with negative dispersion are presented.

I.                                       Introduction

Left-handed transmission lines (LH TL) is characterized by negative dispersion with the opposite directions of the phase and group velocities. A combination of LH TL and conventional right-handed transmission lines (RH TL) with positive dispersion gives a possibility to design novel microwave devices with unusual properties [1]. Presented in this paper is design of broadband digital phase shifters and miniaturized balun using artificial LH TL sections. All the devices were realized as multilayer MICs using sandwich technology [2].

II.                  Broadband Digital Phase Shifters

The operational principle of digital phase shifter based on switchable RH TL and LH TL is shown in Fig. 1 [3]. Switching between the RH TL and LH TL sections with the electrical lengths, which are the same by absolute value at the central frequency and differ in sign, results in rather parallel runs of the phase characteristics providing almost constant phase shift over a wide frequency band. One can easily show that the phase shift error of ±3 % is achieved in one octave bandwidth and ±12.5 % over two octaves.

Since the real LH TL does not exist, artificial implementation of the LH TL based on lumped-element T- or Π-networks has to be used while the RH TL can be realized as either a lumped- element structure or the natural TL. It was ascertained [4], [5] that for the smaller phase shifts (Δφ < 90°) operational bandwidth of one octave is achieved using a single T- or Π-cell. In the case of the 180° phase shifter two cascaded single cells are enough to provide the same bandwidth regarding both the flat phase shift and suitable input matching (Fig. 2).

Fig. 3, a shows coplanar design of the 180° phase shifter using artificial LH TL implemented as two cascaded quasi-lumped- element T-networks providing +45° phase incursion each. The RH TL is realized as the natural coplanar waveguide [3]-[5]. Surface mounted p-i-n diodes are used as switching elements. The device dimensions are 21x14x1.1 mm^. According the results of EM simulation the device provides phase shift of 180±5° in more than one octave bandwidth (1.8-4.1 GHz, I. e., 85%). A good agreement between measured and simulated data is observed (Fig. 3) except parasitic resonance in the LH TL characteristics at 3.75 GHz, which is caused by influence of the surface mounted p-i-n diodes and biasing networks. Within the frequency range 2.0-3.6 GHz the experimentally observed phase shift was 180±7°. Measured return loss was not worse than 11 dB for the RH TL being switched on and not less than 14 dB in the case of the LH TL. The insertion loss was not higher than 0.7 dB for the RH TL and no more than 0.9 dB for the LH TL.

The same approach was applied to design the 45±2° and 90±3.5° phase shifters operating in the frequency range 2-4 GHz. The 3-bit digital phase shifter based on switchable RH TL and LH TL was designed by cascading three one-bit phase shifters.

III.                                Miniaturized Balun

The rat-race ring is often used as a matched balun. However, a large size limits its application at telecommunication frequencies. Replacing the 270° TL section by the -90° artificial LH TL may overcome the problem. Moreover, other three 90° TL sections can be realized as artificial RH TL. The parallel tanks, which appear when all the TL sections in a rat-race ring are replaced by lumped-element Π-networks, can be removed from the equivalent circuit (Fig. 4, a) without changes in characteristics at the central frequency. Using the thick ceramic substrate allows eliminating an influence of parasitic capacitance to the ground [3]. The size of the matched balun (Fig. 4, b) designed for the frequency 2.45 GHz is 13x12x1.1 mm .

Results of EM simulation of the lossy balun structure are presented in Fig. 4, c. In the frequency range 2.2-2.7 GHz the device provides an equal power division with the amplitude unbalance, which does not exceed ±1 dB. The return loss is better than 25 dB and the isolation is not worse than 20 dB. The insertion loss is about 0.2 dB. The phase difference is 180±5°.

IV.                                       Conclusion

The phase shifters with the operational bandwidth of one octave and the miniaturized balun were designed on a combination of RH TL and LH TL and realized by means of the sandwich multilayer technology.

This work was supported by the Network of Excellence «Metamorphose» of the 6-th Framework Program of the European Commission (Project No. 500252).

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», 2006г. 

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты