МИКРОПОЛОСКОВЫЕ ДАТЧИКИ для ЛОКАЛЬНОГО ИЗМЕРЕНИЯ ПОВЕРХНОСТНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ НА СВЧ

January 20, 2013 by admin Комментировать »

Лексиков А. А., Давидюк А. В.*, Коваленко А. А* Институт Физики им. Л. В. Киренского СО РАН Академгородок, г. Красноярск, 660036, Россия *Сибирский государственный аэрокосмический университет г. Красноярск, Россия тел. сл.:3912-494591, e-mail: leksikov@iph.krasn.ru

Аннотация – Описаны две конструкции микрополосковых датчиков, принцип действия которых основан на взаимодействии высокочастотного магнитного поля, генерируемого измерительным отверстием в экране, с исследуемым образцом. Исследовано влияние конструктивных параметров датчиков на их чувствительность.

I.                                       Введение

Однородность СВЧ электрических свойств металлизации диэлектрических подложек является одним из условий достижения предельно высоких характеристик микрополосковых устройств, таких как, например, фильтры. Поэтому важной задачей является разработка методов и устройств для локальных измерений поверхностного сопротивления проводящих материалов. В настоящей работе предложены и исследованы две микрополосковые конструкции датчиков, предназначенных для таких целей.

II.                               Основная часть

Исследуются две конструкции. Первая из них – это микрополосковый резонатор (МНР), в заземляемой плоскости которого просверлено отверстие (рис. 1а). Вторая конструкция представляет собой систему из двух взаимодействующих МНР, т. н. двухзвенную микрополосковую секцию (ДМС), в ее заземляемой плоскости также имеется отверстие (рис. 1Ь). Во время работы датчиков эти отверстия представляют собой локализованные источники высокочастотного (ВЧ) магнитного поля. В МПР отверстие расположено под центром полоскового проводника резонатора, поэтому при возбуждении в нем резонанса первой полуволновой моды колебаний отверстие генерирует магнитное поле на ее частоте [1, 2]. Во втором датчике проекция отверстия располагается между теми кончиками полосковых проводников, образующих ДМС, к которым подключаются внешние линии.

На амплитудно-частотной характеристике ДМС имеется полюс затухания – острый и глубокий минимум прохождения на частоте значительно более низкой, чем резонансная [3]. Своим появлением он обязан компенсации емкостного и индуктивного взаимодействий между резонаторами ДМС на данной частоте. Если через ДМС пропускать сигнал на частоте полюса, то отверстие будет генерировать магнитное поле на этой частоте.

Принцип действия исследуемых датчиков основан на том, что генерируемое измерительным отверстием ВЧ магнитное поле индуцирует в образце токи Фуко, на что тратится энергия электромагнитного поля, запасаемого резонаторами. Это в свою очередь ведет к падению добротности резонаторов, тем большей, чем больше поверхностное сопротивление образца вблизи измерительного отверстия. Включив резонатор-датчик «на проход» со слабой связью (через небольшие, ~1 pF, емкости) можно по уровню прохождения сигнала на частоте резонанса первой моды регистрировать поверхностное сопротивление образца. При использовании второго (ДМС) датчика поверхностное сопротивление образца можно регистрировать по уровню прохождения сигнала на частоте полюса затухания.

Рис. 1.

Fig. 1.

В данной работе были изготовлены макеты датчиков на подложках из керамики ТБНС (ε=80) со следующими конструктивными параметрами. Датчик на основе МПР: толщина подложки Hd = 2 mm, ее размеры 27×20 mm, длина полоскового проводника МПР /_л=19 mm, его ширина W=3.5 mm, диаметр отверстия 0=2 mm. Частота первой моды f= 1000 MHz. Датчик на основе ДМС: толщина подложки Hd= 0.5 тт, ее размеры 22×19 mm, длина полосковых проводников Lr=13.6 mm, их ширина И/=1 mm, диаметр отверстия 0=2 mm, расстояние между полосковыми проводниками 5=1.5 mm. Частота полюса затухания f=242 MHz.

Измерения проводились с помощью измерителя комплексных коэффициентов передачи Р4-37. В качестве «пробных» образцов использовались пластинки из металлов и сплавов с известным удельным сопротивлением: меди, алюминия, латуни, железа.

манганина, нихрома, т. к. поверхностное сопротивление материала пропорционально его удельному сопротивлению. При измерении образец прикладывался к измерительному отверстию датчика, и производился отсчет изменения {AL) уровня прохождения сигнала на частоте датчика. На рис. 2 приведены графики измеренных таким образом зависимостей AL от удельного сопротивления использованных образцов. Он демонстрирует тот факт, что действительно с помощью таких датчиков можно измерять поверхностное сопротивление проводящих материалов. Из рисунка также видно, что датчик на основе ДМС имеет существенно более высокую чувствительность, по сравнению с датчиком на основе МНР.

Рис. 2. Fig. 2.

Очевидно, что чувствительность подобных датчиков будет зависеть от их конструктивных параметров. Следует отметить, что подобные датчики очень хорошо моделируются с помощью программы «Microwave Office»: расхождения измеренных экспериментально и рассчитанных с помощью упомянутого пакета амплитудно-частотных характеристик укпа- дываются в пределы, определяемые точностью измерения геометрических размеров датчиков и разбросом паспортных данных по диэлектрическим свойствам подложек. Все это позволило исследовать влияние их конструктивных параметров на чувствительность теоретически. В этом исследовании мерой чувствительности служило изменение (6L) уровня прохождения СВЧ сигнала на частоте датчика при малом, но одинаковом, изменении удельного сопротивления «образца».

Рис. 3.

Fig. 3.

В первую очередь чувствительность будет зависеть от диаметра измерительного отверстия, чем оно больше, тем выше чувствительность. Однако увеличение диаметра ведет к уменьшению локальности. Сравнительно большой диаметр, 2 mm, у экспериментальных датчиков обусловлен невысокой чувствительностью использовавшейся измерительной аппаратуры.

Увеличение длины полосковых проводников {Ц ведет к снижению чувствительности и МНР и ДМС. Это обстоятельство связано с тем, что с увеличением и уменьшается частота и резонанса и полюса затухания, тем самым увеличивается длина волны электромагнитного колебания, возбуждаемого в датчике на его частоте. Очевидно, что мощность электромагнитного поля, излучаемого измерительным отверстием, будет тем большей, чем больше диаметр последнего относительно длины волны, и наоборот. Этой мощностью определяется степень взаимодействия датчика с образцом, а, следовательно, и его чувствительность. Заметим, что поверхностное сопротивление пропорционально квадратному корню из частоты. Поэтому, для объективности сравнения, если при изменении какого-либо конструктивного параметра изменялась частота датчика, то длиной полосковых проводников она настраивалась на исходную.

Рис. 4. Fig. 4.

С увеличением ε подложки с 10 до 140 происходит рост чувствительности обоих датчиков: примерно в три раза у МНР, и в пять – ДМС (рис. 3). Такое поведение можно объяснить тем, что с ростом ε длина волны электромагнитного колебания в резонаторах становится меньше, и отношение диаметра отверстия к ней растет. Тем самым растет «коэффициент заполнения». Дальнейшие исследования были проведены для подложек с ε=80.

Рис. 5.

Fig. 5.

На рис. 4 приведены графики зависимости чувствительности датчиков от ширины полосковых проводников \N. В случае МПР-датчика немонотонное поведение кривой можно объяснить тем, что оно является следствием двух тенденций: роста чувствительности, связанного с ростом добротности МНР при увеличении ширины его полоскового проводника, и падением напряженности магнитного поля, генерируемого отверстием. Что касается монотонного уменьшения чувствительности ДМС-датчика с увеличением W, то для стабилизации частоты полюса приходится еще и укорачивать длину полосковых проводников, что также ведет к падению напряженности ВЧ поля в области измерительного отверстия.

На рис. 5 приведены зависимости чувствительности датчиков от толщины диэлектрической подложки. Здесь падение чувствительности в обоих случаях обусловлено падением напряженности ВЧ поля в области измерительного отверстия, вызванным удалением полосковых проводников от последнего.

III.                                      Заключение

Таким образом, полученные результаты свидетельствуют о возможности использования предложенных датчиков для локального измерения поверхностного сопротивления проводящих материалов. Одним из способов формирования сигнала у подобного типа датчиков является включение их в задающую цепь генератора [1], работающего в автодинном режиме, при этом мощность генерируемого сигнала будет определяться потерями в датчике, т. е. поверхностным сопротивлением исследуемого материала.

Важным следствием из полученных результатов является также и то, что аналогичным способом можно оптимизировать по чувствительности СВЧ головки спектрометров локального ферромагнитного резонанса, а при необходимости их работы на более низких частотах применять в них двухзвенные микрополосковые структуры вместо микрополосковых резонаторов.

IV.                            Список литературы

[1]  Б. А. Беляев, А. А. Лексиков, И. Я. Макиевский,

В.        В. Тюрнев. ПТЭ, 1997, № 3, с.106-111.

[2]  В. А. Belyaev, А. У. Izotov, А. А. Leksikov. IEEE Sens. Jour.

2005,        V.5, No 2, p. 260-267.

[3]  Б. A. Беляев, A. A. Лексиков, В. В. Тюрнев. ПТЭ, 1995,

№ 5, с. 123-130

MICROSTRIP SENSORS FOR LOCAL MEASURING SURFACE RESISTANCE ON MICROWAVES

A. A. Leksikov, A. A. Daviduk, A. A. Kovalenko Institute of Physics Alodemgorodok, Krasnoyarsk, 660036, Russia

Abstract – Two constructions of microstrip sensors are described, whose operation is based on interaction of high- frequency magnetic field generated by a measuring hole with a material under investigation. The influence of sensors’ structure parameters on their sensitivity is investigated.

I.                                        Introduction

Uniformity of MW electric properties of metallic layers on substrates is one of conditions in achieving the extremely high performance of microstrip devices, for example, filters. Therefore development of new techniques and devices for measuring surface resistance of conducting materials is important task. In the paper two constructions of microstrip sensors designed for such purposes are presented and investigated.

II.                                       Main Part

Two constructions ofthe sensors are investigated: the first one is microstrip resonator (MSR), whose earthed plane has a hole (Fig.1 a). The second one is a system consisting of two interacting MSR, so-called two-resonator microstrip structure (TMS) which has a hole in the earthed plane (Fig. 1 b). On sensors operating these holes play a role of localized source of MW magnetic field. In MSR the hole locates under the center ofthe strip conductor, therefore when the resonance ofthe first mode is excited the hole generates magnetic field on its frequency [1]. In the second sensor projection ofthe hole drops between the ends of strip-line conductors forming TMS to connect to transmitting lines and in the middle ofthe distance between them.

The TMS’s frequency response has a damping pole – sharp and deep minimum of transmission at the frequency being essentially lower the resonant one [2]. The pole is due to compensating at this frequency capacitive and inductive couplings between resonators forming TMS. When a signal at the pole frequency is coming through the TMS, then the hole is generating magnetic field at this frequency.

Sensors’ principle of operation is based on the fact of the measuring hole generates Foucault’s currents in a sample, that increases losses of electromagnetic field energy stored by the resonators. In its turn this leads to the lowering Q-factor of the resonators: the more surface resistance of the sample, the more is the lowering. After connecting the resonator-sensor with weak coupling (through small, ~ 1 pF, capacitors) in the measuring circuit, one can to register the surface resistance by the level of the signal transmitting at the frequency of the first mode. When the second (TMS) sensor is used the surface resistance may be register by the level ofthe signal transmitting at the frequency ofthe pole.

We have made prototypes ofthe sensors on the substrates from ceramics of ε=80 with the next structure parameters. MSR sensor: substrate thickness Hd=2mm, its sizes 27×20 mm, length of strip-line conductor Lr=^9 mm, its width И/=3.5 mm, diameter ofthe measuring hole D =2 mm. First mode frequency f =1000 MHz. TMS sensor: Hd=0.5mm, sizes 22×19 mm, Lf =13.6 mm, И/=1 mm, D=2mm, distance between strip-line conductors S =1.5 mm. The pole frequency f =242 MHz.

Measurements were carried out with a help of network vector analyzer P4-37. Plates from the metals and alloys of known values of specific resistance (Cu, Al, Fe, brass, manganin, nichrome) were used as test specimens. Obviously the surface resistance of a material is proportional to its specific resistance. On measuring the specimen was applied at the measuring hole, and a change of transmission level (AL) at the sensor’s frequency was counted. Fig. 2 presents obtained dependencies AL on specific resistance of used specimens. The Figure demonstrates the fact of ability to measure surface resistance with a help of such sensors. It is also seen that the sensor based on TMS is essentially more sensitive than the sensor based on MSR.

Obviously, sensitivity of the sensors should be dependent on their structural parameters. Such sensors appeared to be well modeled with a help of «Microwave Office» software: discrepancy in their measured and calculated frequency responses were in the limits defined by accuracy in measurements of their sizes and substrate’s dielectric constant. This reason has allowed studying the influence of structural parameters of the sensors on their sensitivity theoretically. In this study, as a measure of sensitivity a change (5L) in the transmission level at the sensor’s frequency was chosen at small, but equal changing in surface resistance of a «specimen.»

First of all, the sensitivity is to be dependent on the size of the measuring hole: the more the size, the more sensitivity. However, increase in the hole’s size leads to decrease in locality of measurement. Rather large (2 mm) diameter in the experimental devices was due to the sensitivity of used measuring instrumentation was not high enough.

Note, the sensitivity is dependent on sensor’s frequency due to the surface resistance is frequency-dependent value. Therefore in this investigation, when the frequency changed after varying some ofthe structural parameters, then it was tuned to the initial value by varying the length of strip-line conductors.

When substrate dielectric constant ε rises, both sensors demonstrate growth in the sensitivity. Such behavior may be explained by the fact that wavelength of electromagnetic oscillation in the resonator becomes shorter on ε increasing, and the ratio ofthe hole’s diameter to the wavelength enlarges, consequently the volume of MW magnetic field radiated by the hole and interacting with a sample enlarges too. Further investigations were carried out for ε=80.

In Fig. 4 the curves reflecting sensitivity vs. strip conductor width \Nand in Fig. 5 those vs. substrate thickness Hd are shown.

III.                                       Conclusion

The ability to design sensors for local measuring surface resistance on the base of microstrip structures is demonstrated. Operation of the sensors is based on the interaction of MW magnetic field generated by the hole drilled in the earthed plane with a sample under investigation. Sensitivities of the sensors are investigated as a function of their structural parameters.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», 2006г. 

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты