February 26, 2013 by admin Комментировать »

Y. Poplavko, I. Golubeva, and Y. Prokopenko National Technical University of Ukraine 37, Peremogi Ave., Kiev, 03056, Ukraine e-mail:

Abstract – Possible alternative of low loss and highly tunable MEMS phase shifter is discussed. Dielectric or metallic parts of device should have the piezo-dirigible air gap between them. Important is to provide a strong perturbation in electromagnetic field in the region influenced by the mechanical control. Energy distribution within the device is controlled by piezoelectric actuator, and can be described as a change in effective dielectric permittivity (se^). Some of highly tunable piezoelectric RF MEMS devices are realized experimentally.

I.                                    Introduction

Contemporary telecommunication and radar systems approach to the millimeter waves. That is why passive components such as tunable filters, phase shifters, etc. should be reviewed to maintain lower loss in new aria of applications. However, most of known ways of frequency agile system suffer from losses that grow rapidly with increasing frequency. As a rule, devices have frequency limitation of about 30-40 GHz. This relates to: (1) ferrite permeability μ{Η) tuned by the magnetic field H, (2) semiconductor conductivity σ(£) controlled by electric field E or by optical impact σ(Φ), and (3) operating by the ferroelectric permittivity ε(£). Traditional components that use materials with controlled intrinsic properties of μ{Η), σ(£), or ε(£) have fundamental limitations at millimeter waves.

Fig. 1. Microstrip phase shifter with moveable ground electrode.

It is turned out that the only tuning by the mechanical reconfiguration of resonant or transmission part of device (or subsystem) can provide low losses in the millimeter range. The point is that mechanically active component (actuator) is located out of microwave propagation route so it does not contribute to the microwave loss. On the contrary, for other mode of tuning, electromagnetic wave has to interact directly with the «active» material (ferrite, semiconductor, or ferroelectric) which composes a part of microwave line. Therefore, transmitted energy is partially absorbed by the «active» material.

One but important disadvantage of mechanical control is a relatively slow tuning speed. However, the operation speed strongly depends on the size (Δ) of mechanical displacement. In fact, the well known macromechanical tuning (Δ ~ cm) is very slow; practically it is a quasi-static mode of controlling [1].

Much faster but also limited by the response time of 10’®s is to use piezoelectric cantilever (Δ ~ mm) in order to change dielectric resonator frequency by the electro-mechanical A(£)-control [2]. We have shown that it is possible to obtain high tunability while keeping a displacement in the range of Δ ~ 10 – 50цт that permits faster tuning [3].

However, millimeter waves require the displacement range of only Юцт for the tuning purposes. Modern piezo-actuators made of electrostrictive materials work with the high accuracy (about 0.01 цт) and show no hysteresis [4]. Moreover, a device utilizing electrostrictive material should be much smaller in order to its response will be faster. To make use of advanced actuators, a new design of phase shifters based on dielectric components will be discussed below.

To compare, the present-day RF MEMS with Δ ~ 5 цт are the most contemporary devices but they use electrostatic attraction between two metallic layers. However, this is an uncertain mode of tuning because some problems exist with humidity, vibrations and design of microwave system. By now, many types of microwave and millimeter waves MEMS are elaborated [5]. Customary RF MEMS need hermetic packaging or they have to be filled by inertia gas. Complicated packaging many times increases cost.

Proposed report is the offer of piezoelectric microactuator adaptation to the frequency agile system. Experimentally realized devices were studied up to 40GHz. Nevertheless, simulation predicts good perspectives of piezo-operated RF MEMS at the millimeter waves.

II.                                        Main part

One possible design of dielectric phase shifter is shown below, Fig. 1. The gap is designed to provide the largest perturbation of electromagnetic field. So piezocontrolled discontinuity, namely, the air gap Δ is created perpendicular to the pathway ofthe electric field lines.

In a given case piezo-tunable air gap is located between the substrate and ground electrode. Owing to this fact, the substrate, located under microstrip, becomes a «tunable dielectric». Namely, part of ground electrode (just under the phase shifter) is removed and substituted by the closely adjoining to the substrate metallic plate. This plate plays a part as line ground electrode so as the electrode of piezo-actuator simultaneously. At that, the thickness of narrow air gap (Δ) is electrically controlled. At microwaves sufficient scope of gap change is from Δ ~ Юцт till Δ ~ ЮОцт (while at the millimeter waves the ranqe of Δ « 3-1 Oum would be enouqh).

Puc. 1. Фазовращатель с подвижным «земляным» электродом

By the same way, a signal electrode of microstrip line might be also arranged as a moveable one. In both cases, the effective dielectric constant of such «composite substrate» changes, Fig. 2 (the reason of a phase shift).

To decrease air gap, required for tuning, the substrate with big dielectric constant has to be used. Experiments and calculations show also that the phase shift is strongly dependent on design architecture. Further development of hybrid type tunable devices for microwaves and millimeter wave applications will be presented in Report.

Fig. 2. Calculated change of Sett in the case of ε = 10 for alumina substrate that has a thicl<ness of 0.65 mm.

Fig. 4. Calculated effective dielectric constant (a) and phase shift (b) of the system shown in Fig. 3: 1 — with etched canal, 2 — without etched canal, 3 — without moveable dielectric.

Puc. 2. Изменение эффективной диэлектрической проницаемости

Puc. 4. Изменение Sef и фазовый сдвиг с каналом (1), без канала (2) и без движущегося диэлектрика (3)

Millimeter wave microstrip phase shifter might be designed by the RF MEMS technology with suspended microstrip line arranged in the silicon substrate, Fig. 3.

Fig. 3. Suspended microstrip line under the part of piezomoveable bridge (that is shown later in Fig. 7).

Puc. 3. «Воздушная» («подвешенная») полосковая линия

Fig. 5. Suspended microstrip line with signal electrode located onto thin membrane and buried under high-ε dielectric layer

Puc. 5. «Подвешенная» линия с диэлектриком на ней

Signal electrode is allocated onto a durable thin SisN4 membrane in order to air surroundings would decrease microstrip line insertion loss. As a piezoelectric bridge with the attached dielectric moves down and up over the signal electrode, the Seft is changed, Fig. 4a, that provides need phase shift. Really «moveable dielectric» might be a high resistive silicon (ε ~ 12) or other dielectric that is consistent with «grown-up» MEMS technology. Specific phase shift is shown in Fig. 4b. Key role of moveable dielectric is obvious: without it phase shift is practically absent because ε ~ 1.

New offer is not only to apply a piezo-actuator but also to use «moveable dielectric» in the piezo-driven MEMS phase shifter, as shown in Fig. 3. Therefore, proposed device is dielectric phase shifter. As far as phase shifter is distributed along the line, it is a broadband device.

Against, common MEMS phase shifter is realized as the ensemble of many inserted in a line tunable microcapacitors. Such a system of many lumped elements should have the great number of resonant peaks in its transmission characteristic [5]. The point is that common RF MEMS uses electrostatic interaction between the signal electrode and moveable metallic bridge. It is obvious (and it is confirmed by our calculation, shown in Fig. 4b, curve 3) that rendezvous transfer of electrodes in itself cannot change phase in the line but can change the capacitance between the electrodes, and this is used to get integral phase shift from many capacitance [5].

For the proposed phase shifter it necessary to put a dielectric between the signal and the ground electrodes. However, this dielectric might be settled not only on the moveable ground electrode but over the signal electrode also, as in is seen in Fig. 5. This design is less effective for the phase shift but looks much more convenient in the «grown up» RF MEMS technology.

Dielectric layer might be deposited over the thin SisN4 membrane (ε ~ 8). This dielectric must be good compatible with microelectronics technology that uses some oxides with increased dielectric permittivity (AI2O3, Y2O3, etc. with ε ~ 10; СеОг, 1.а20з, Zr02, etc. with ε ~ 20; Ϊ32θ5, Ti02, Hf02, etc. with ε ~ 40 – 80).

Fig. 6. Calculated phase shift per Ло = 3 mm (f =

100 GI4z) for different thickness of dielectric layer in system shown in Fig. 5: a – dielectric with ε= 10; b- dielectric with ε = 40.

Puc. 6. Фазовый сдвиг при 100 ГГц при ε = 10 и ε = 40

Phase shift depends on the length of the line, that is why in Fig. 6 this value «in degrees» unit is normalized per the wavelength in vacuum. Effectiveness of dielectric

phase shifter with piezoelectric control is obvious. Matching problem can be solved like it is shown in Fig. 1.

Fig. 9. Part of tunable element under the bridge shown on Fig. 7.

A – tunable air slot; 2 – central and 3 – side electrodes of coplanar line; 4 – low ε layer; 5 – movable dielectric with increased ε; 6 and 8 – electrodes for piezoelectric layer;

7 – piezoelectric film actuator

Phase shift is dependent on the setf change. Fig. 8. Without moveable dielectric practically no shift in phase is possible. More detailed model used for coplanar line phase shifter simulations is shown in Fig. 9.

It is necessary to add that piezoelectric actuators are employed in the electronic technique during decades as a very reliable device, non-sensitive to the humidity and other external influences.

With some modifications, the idea of piezo-tunable dielectric phase shifter can be applied to the coplanar line, more familiar for the RF MEMS technology. In this case the piezoelectric manner to force micro-bridge movement also looks very promising. Phase shifter based on coplanar waveguide deposited onto a quartz or other substrate is shown in Fig. 7.

Anchor 1 Air 2                                     3     4                                 Anchor

Fig. 7. Principal scheme of piezo-controlled СPW phase shifter

Puc. 7. Пьезоуправляемый копланарный фазовращатель

At both sides of a coplanar line the golden anchors are placed. Fig. 6. They support a nitride-film bridge 1. This film plays a role of dielectric perturber of coplanar line with ε ~ 8, and acts as a spring, simultaneously.

Puc. 8. Фазовый сдвиг и Seff с диэл. (1) и без него (2)

On the top of nitride film a platinum electrode 2 should be deposited. It is electrically connected to one of the anchors. Another electrode 4 is connected to the second anchor. They two are biasing the piezoelectric film 3, sandwiched between them. Under the applied voltage piezoelectric film bends up and down, moving all attached parts. To avoid air damping, many holes should be etched along the bridge (they are not shown on Fig. 6).

Fig. 8. Calculated normalized phase shift and effective dielectric constant ofthe system shown in Fig. 6:1 — with moveable dielectric, 3 — without moveable dielectric.

Fig. 9. Part of tunable element under the bridge shown on Fig. 7.

A – tunable air slot; 2 – central and 3 – side electrodes of coplanar line; 4 – low ε layer; 5 – movable dielectric with increased ε; 6 and 8 – electrodes for piezoelectric layer;

7 – piezoelectric film actuator

More detail data as to phase shifters characteristics and experimental investigations will be presented in the report.

Ml. Conclusions

The goal of the report is to describe the low cost, high operating speed, high frequency (tested up to 40 GHz), and high quality factor dielectric phase shifter with piezoelectric tuning. Using the high quality microwave dielectrics, it is possible to realize low loss phase shifters not only at microwaves but at millimeter waves as well.

New results:

(1)    We use a design where air gap crosses the adjoining microwave dielectric plate perpendicularly to the lines of electric field, where sensitivity to the air gap variation is a maximal.

(2)    We use low loss microwave dielectric with increased dielectric constant (ε = 10 – 40) to enlarge the difference between this ε and permittivity of air gap (ε3ίΓ = 1). That is why, sensitivity to the change of air gap width additionally increases.

(3)    As a result, we have got sufficient electromechanical tunability by a very small displacement (less than

that is very typical to RF MEMS. The less displacement the more operation speed (up to 10’^s).

IV.                                    References

[1]     A. F. Harwey. Microwave engineering, Acad. Press, 1963.

[2]     K. Wakino, H. Tamura, and Y. Ishikava. «Dielectric resonator device», USA Patent #4,692,727, Sep.8, 1987.

[3]     Y. Popiavko, Y. Prokopenko, V. Molchanov, «Frequency- tunable microwave dielectric resonator», IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 49, pp. 1020-1026, 2001.

[4]     E. Furman, M. Lanagan, I. Golubeva and Y. Popiavko. Piezo-controlled Microwave Frequency Agile Dielectric Devises. Proc. 2004 IEEE Int. Frequency Control Symposium, Montreal, Canada, 2004, pp. 266 – 271.

[5]     G. Rebeiz, J. Muldavin. «RF MEMS switches and switch circuits». IEEE Microwave Mag. Vol. 2, pp.59-71, Dec 2001.


Ю. Поплавке, И. Голубева, Ю. Прокопенко Национальный технический университет Украины Просп. Победы, 37, Киев, 02056, Украина

Аннотация – Предлагается альтернативное решение для реализации МЭМС-фазовращателя: вместо традиционной электростатической перестройки используется пье- зоэлек-трический актюатор. Для управления фазой используется вариация ширины воздушного зазора между диэлектрическими и (или) металлическими слоями конструкции. Управляемый зазор выбирается в области максимальной концентрации электрического поля в устройстве. Расчеты устройства проводятся с применением модели управляемой эффективной диэлектрической проницаемости бэфф слоистого диэлектрика.

II.                                 Основная часть

Современные СВЧ МЭМС устройства используют, в основном, электростатическое взаимодействие между металлическими слоями (например, центральной линией и экраном). Применение таких МЭМС невозможно для фазовращателя с распределенными параметрами (если нет промежуточного диэлектрического слоя). Дело в том, что сближение электродов на значительной длине «воздушной» линии передачи практически не влияет на фазу проходящего сигнала, но многократно понижает импеданс линии. Поэтому в существующих СВЧ фазовращателях на основе МЭМС приходится использовать для управления фазой сосредоточенные элементы:                     несколько     (10      –     20) микро

конденсаторов с электромеханическим управлением их емкости. Такие конденсаторы эффективно управляют фазой, но, являясь «сосредоточенными элементами», вносят неоднородности в линию передачи. Это приводит к множественным резонансам в частотной зависимости параметра 312традиционного МЭМС фазовращателя СВЧ. Другим недостатком является то, что на электростатическое управление влияет влажность и вибрации, что требует герметизации устройства, чтобы избежать влияний окружающей среды.

Предлагаемый в данной работе метод управления фазой основан на управлении «распределенными параметрами» линии передачи – на изменении фазы проходящего сигнала путем управления «электрической длиной» участка линии, содержащего диэлектрическую пластинку. Таким образом, предлагаемый метод аналогичен «сегнетоэлек- трическому» фазовращателю, использующим зависимость ε(£), где Е – управляющее электрическое поле смещения. Но в сегнетоэлектрических материалах величина ε очень велика и велики диэлектрические потери.

Поэтому в докпаде предлагается использовать для управления фазой «эффективную» проницаемость Вэфф двухслойного диэлектрика. При этом один из диэлектриков

–   свч керамика или кристалл с величиной ε = 4 – 40 и малыми потерями (tg5 ~ Ю"’*), а другой диэлектрик, включенный последовательно с первым – воздушный зазор с ε = 1 и практически без потерь. Воздушный зазор управляется малоинерционным пьезоэлектрическим (или электро- стрикционным) актюатором, находящимся вне поля СВЧ и поэтому не вносящим потерь в СВЧ тракт. При пьезоэлектрическом управлении зазором Еэфф изменяется в несколько раз, оставаясь в пределах 2 – 20, что облегчает согласование устройства.

На рис. 1 показана принципиальная схема одного из реализованных фазовращателей. Использована обычная полосковая линия. Как видно из рисунка, «специальный» свч диэлектрик для управления фазой в этом случае – используется стандартная поликоровая, кварцевая или полимерная (композитная) подложка. Сигнальный электрод полосковой линии также остается обычным, но несколько расширенным в активной области.

Однако в «заземленном» электроде на управляемом участке линии открывается «окно» – металлизация удаляется и заменяется тонкой пьезоэлектрической пластинкой, покрытой электродами с обоих сторон. За счет пьезоэффекта пластинка изгибается, прижимаясь или отдаляясь от подложки СВЧ линии, то есть, открывая или закрывая воздушный зазор под этой подложкой. При этом изменяется эффективная проницаемость подложки (рис. 2), что обеспечивает управление фазой. Согласование импеданса такого диэлектрического фазовращателя с остальной линией (50-омной) поддерживается как за счет уширенного верхнего электрода, так и за счет постепенного увеличения величины управляемого зазора вдоль линии.

На частоте около 10 ГГц для управления фазой целесообразно изменять зазор в пределах 10-50 (до 100) мкм. Однако на миллиметровых волнах, где подобные фазовращатели могут иметь большие преимущества (поскольку ферритовые и полупроводниковые устройства ухудшают свои параметры), достаточно пьезоуправления величиной зазора в пределах 2 – 10 мкм. На рис. Зи 5 сравниваются две конструкции МЭМС фазовращетелей. В первом случае диэлектрический слой, обеспечивающий управление фазой, находится на подвижном актюаторе = пьезоэлементе (над управляемым зазором, «сверху»). Для снижения потерь применяется «подвешенная» полосковая линия – реально она наносится на тонкую, но прочную мембрану (например, S13N4). На рис. 4, а видно, что воздушный канал под линией увеличивает крутизну управления фазой, а также снижает величину ε3φψ композита «воздух-диэлектрик», облегчая согласование устройства. Как и следовало ожидать, без «подвижного диэлектрика» на верхнем электроде фаза практически не зависит от величины пьезоуправляемого зазора, рис. 4.

Технологически более привлекательной является конструкция, показанная на рис. 5, где металлизированный пьезоэлемент (как часть мостика, подобного рис. 7) движется над «подвешенной» полосковой линией, на которой нанесен слой свч диэлектрика (с проницаемостью ε = 10-80

–   в зависимости от частоты и других требований).

Как следует из данных, приведенных на рис. 6, эффективность управления фазой зависит как от толщины, так и от величины ε СВЧ диэлектрика, помещенного между управляемым зазором и сигнальным электродом полосковой линии. Поскольку изменение фазы зависит также и от длины управляемого отрезка линии, то данные на рис. 4,   6              и 8 приводятся как относительные:

т. е. показано изменение фазы на отрезке линии, равном длине волны в вакууме λο·

Большинство современных технологий предполагает использование МЭМС в копланарных линиях, рис. 7. В этом случае предлагаемый в докладе вариант «пьезо- МЭМС» фазовращателя целесообразно реализовать на кварцевой подложке (ε = 4). Над линией располагается подвижный («вверх-вниз») мостик, закрепленный на «якорях» с двух сторон линии и представляющий собой металлизированный пленочный пьезоэлемент. Как и в случае полосковой линии, движение над копланарной линией только металлического электрода (покрывающего пьезоэлемент) не приводит к управлению фазой, рис. 8. Но при этом изменяется емкость, так что десяток таких мостиков мог бы образовывать фазовращатель на «сосредоточенных» элементах. Однако целью данной работы является получение «распределенного» диэлектрического МЭМС фазовращателя. Создающий фазовый сдвиг СВЧ диэлектрик на рис. 7 показан как диэлектрик, интегрированный с пьезоактюатором. Этот диэлектрик может представлять собой диэлектрическое покрытие на электродах копланарной линии.

III.                                    Заключение

Разработаны конструкции, проведены расчеты и иссле- дования фазовращателей типа МЭМС, в которых движителем является не электростатическое взаимодействие электродов, а пьезоэлектрический элемент. Эта версия МЭМС перспективна, поскольку пьезоэлектрики давно применяются в электронике и зарекомендовали себя как надежные и простые устройства.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», 2006г. 

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты