МОДЕЛИРОВАНИЕ СОГЛАСУЮЩИХ ЦЕПЕЙ МОЩНЫХ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ НА КЕРАМИКЕ С ВЫСОКОЙ ДИЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ПРОНИЦАЕМОСТЬЮ

February 24, 2013 by admin Комментировать »

Галдецкий А. В., Климова А. В., Манченко Л. В., Пашковский А. Б., Пчелин В. А., Силин Р. А., Чепурных И. П. ФГУП НПП «Исток» Вокзальная 2а, г. Фрязино, 141190, Россия тел.: (495) 4658620, e-mail: solidstate10@mail.ru

Аннотация – Предложена простая методика моделирования согласующих цепей мощных внутрисогласованных полевых транзисторов на керамике с высокой диэлектрической проницаемостью, основанная на замене системы связанных линий на керамике – системой эквивалентных независимых микрополосков. Предложенная методика позволяет проводить нелинейную оптимизацию параметров согласующих цепей без потери точности моделирования отдельных элементов согласования.

I.                                       Введение

При разработке мощных ВСТ в двух и трехсантиметровом диапазоне длин волн возникает серьезная проблема миниатюризации согласующих цепей, которую решают с использованием керамических вставок с высокой диэлектрической проницаемостью [1,

2]     . Однако численное моделирование таких конструкций приводит к серьезным техническим трудностям практически на всех современных пакетах моделирования. Дело в том, что обычно мощный ВСТ в схемотехническом плане представляет собой систему параллельно соединенных элементарных ячеек с весьма плотной пространственной упаковкой. Согласование транзисторных ячеек производится L – С – L цепочкой, в которой роль индуктивностей выполняют проволочки разварки затворных и стоковых площадок. Емкостные элементы согласующей цепи формируются напылением полосков на подложке из керамики с высокой диэлектрической проницаемостью (ε > 40), размещенных в заданных габаритах, что обуславливает сильную связь между ними, которую необходимо учитывать в расчетах. Во всех современных системах компьютерного моделирования схемы СВЧ в нелинейном режиме рассчитываются методом гармонического баланса, который при вкпючении в схемы систем связанных микрополоско- вых линий становится неустойчив, что полностью искпючает проведение каких-либо оптимизационных расчетов. В данной работе вниманию читателей предлагается простая методика, позволяющая с приемлемой точностью обходить возникающие технические трудности.

II.                              Основная часть

Основная идея заключается в следующем. Все современные системы схемотехнического компьютерного моделирования использующие метод гармонического баланса работают неустойчиво при наличии систем связанных линий и абсолютно устойчиво при наличии обычных микрополосковых линий. Поэтому, если заменить систему связанных линий системой эквивалентных независимых полосков (со своими волновыми сопротивлениями и длинами), то можно проводить оптимизацию схемы согласования, без возникновения каких – либо технических проблем, а на заключительном этапе обратным пересчетом восстановить реальные размеры керамических вставок. Как известно, характеристики микрополосковой линии, находящейся в периодической структуре из связанных линий, эквивалентны характеристикам одиночной линии, возле которой расположены магнитные стенки на расстоянии равном половине зазора между связанными линиями. Это обстоятельство и позволяет при проектировании ВСТ заменить систему связанных линий набором одиночных эквивалентных линий. Рассмотрим более конкретно данную методику на примере расчета мощного внутрисогласованного транзистора ФГУП НПП «Исток» рис.1, который в схемотехническом плане представляет собой параллельное соединение восьми элементарных ячеек.

Рис. 1. Мощный ВСТ ФГУП 1ЧПП «14сток».

Пд. 1. Power MESFET

Каждая ячейка является полевым транзистором с шириной затвора 1680 микрон и длиной 0,25 мкм. Период структуры составляет 340 микрон. Емкостные элементы согласующей цепи формируются на подложке из керамики с высокой диэлектрической проницаемостью (ε = 80). Площадки на керамике расположены на расстоянии 40 микрон друг от друга, что обуславливает сильную связь между ними. Игнорирование связи между конденсаторными площадками при проектировании внутрисогласованного транзистора приводит к ошибке в определении центральной частоты ВСТ (рис. 2). Из рисунка видно, что сдвиг АЧХ ВСТ по частоте из-за связанности площадок достигает 1300 мГц. Ясно, что при расчете согласующей цепи необходимо рассматривать не восемь отдельных микрополосковых линий, а систему из восьми связанных микрополосковых линий. С целью замены системы связанных линий системой независимых полосков рассчитывались волновое сопротивление и замедление микрополосковой линии шириной 300 микрон, расположенной на керамической подложке с ε = 80.

Рис. 2. Коэффициент усиления ВСТ.

Сплошная линия – расчет со связанными линиями, пунктирная – без учета связи.

Fig. 2. Gain of power MESFET.

Solid line – with coupled mIcrostrIp, dashed line – without It

Fig. 3. Gain of power MESFET. Solid line – coupled mIcrostrIp, dashed line – equivalent single mIcrostrIp

Магнитные стенки располагались на расстоянии 20 микрон с обеих сторон линии. Полученные данные позволили рассчитать и оптимизировать согласующую цепь транзистора. В расчете эквивалентная линия была задана своим волновым сопротивлением и электрической длиной. В процессе оптимизации характеристик ВСТ подбирались электрические длины входной и выходной эквивалентных линий в цепях согласования каждой транзисторной ячейки. В результате получена схема внутрисогласованного транзистора, имеющего выходную мощность более 5 Вт. Реальные длины микрополосковых линий на керамике рассчитаны по полученным значениям электрических длин. Частотные характеристики разработанной таким образом схемы ВСТ были в дальнейшем рассчитаны в линейном режиме. В этом расчете согласующие элементы на керамике с ε = 80 моделировались как система восьми связанных линий. АЧХ транзистора, рассчитанные этими двумя способами представлены на рис. 3.

Рис. 3. Коэффициент усиления ВСТ. Сплошная линия – расчет со связанными линиями, пунктирная -с эквивалентными независимыми.

Из рисунка видно, что достигнуто достаточно хорошее совпадение центральной частоты характеристик. Небольшое расхождение характеристик связано с моделированием крайних полосок в системе связанных линий. При замене этих полосок эквивалентной линией в схему вносится некоторая дополнительная емкость, что приводит к небольшому сдвигу характеристики вниз по частоте. Однако эта погрешность сравнима с той погрешностью, которая возникает из-за технологического разброса длин проволочек разварки транзисторов.

III.                                  Заключение

Предложена простая методика моделирования согласующих цепей мощных внутрисогласованных полевых транзисторов на керамике с высокой диэлектрической проницаемостью, основанная на замене системы связанных линий на керамике – системой эквивалентных независимых микрополосков с последующим обратным пересчетом к реальным размерам связанных линий. Предложенная методика позволяет проводить нелинейную оптимизацию параметров согласующих цепей мощных полевых транзисторов без потери точности моделирования отдельных элементов согласования.

IV.                           Список литературы

[1]  FLM 3135-12F www.fcsi.fujitsu.com.

[2]  Климова А. В., Красник В. А., Манченко Л. В., Пчелин В. А. Сравнение нелинейных моделей для транзисторов с субмикронным затвором. Радиотехника. № 3, 2006, Вып. 7, с. 54-57.

MATCHING NETWORKS ETCHED ON HIGH DIELECTRIC CONSTANT SUBSTRATES FOR POWER MESFET MODELING

Galdetcl<ii A. V., Klimova A. V., Manchenko L. V., Pashkovskii A. B., Pchelin V. A., Silin R. A., Chepurnykh I. P.

Federal State Unitary Corporation R&PC «Istok» Vokzalnaya 2a, Fryazino, 141190, Russia

Ph.: (095) 4658620, e-mail: solldstate10@mall.ru

Abstract. – Presented in this paper are the results of simulation of matching networks for power MESFET’s. The technique of modeling is based on substitution of coupled microstrip by equivalent single microstrip placed inside magnet field webs. The designated power MESFET has L – 0 – L type matching networks. The lumped capacitors were realized as parallel plate capacitors on 0.3mm thick ceramic substrates, which have high dielectric constant. The inductors were approximated by bond wires. The distance between microstrip lines on ceramics is equal 40 microns that causes the strong coupling between them. Modeling of scheme with coupling lines has hard math- ematic problems. This problem is solved by replacement of the coupled lines by the equivalent single lines. The wave impedance and slowness factor have been defined for a single microstrip line located between magnetic walls. This approach allows us to take into account a coupling of microstrip lines at designing a matching networks of power transistor.

Источник: Материалы Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», 2006г. 

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты