Берем за основу MOSFET и IGBT

August 12, 2013 by admin Комментировать »

Без всякого преувеличения можно сказать, что появившиеся не слишком давно транзисторы типа MOSFET и IGBT, составляют сегодня основу силовой преобразовательной техники. Более того, без использования этих типов транзисторов немыслима разработка сколько-нибудь надежного статического преобразователя, отвечающего современным требованиям. Поэтому данную главу, посвященную основной элементной базе силовой электроники, мы начнем с рассказа именно об этих электронных элементах.

Полевые транзисторы появились в силовой схемотехнике значительно позже своих старших собратьев — биполярных транзисторов. Тем не менее, сегодня они стремительно оттесняют «биполярники» на второй план, обоснованно стремясь занять лидирующее положение в классах силовой преобразовательной техники, работающих с напряжения мидо 300 В. Чем принципиально транзистор MOSFET отличается от биполярного транзистора? Полевой транзистор по принципу управления — не токовый, а потенциальный прибор. Для того, чтобы перевести полевой транзистор из открытого состояния в закрытое и наоборот, нужно приложить к затвору (относительно истока) определенное напряжение. При этом ток в цепи затвора протекает только в моменты коммутации, то есть очень незначительный промежуток времени: для поддержания открытого состояния этому транзистору ток не нужен — управление осуществляется электрическим полем.

Транзисторы типа MOSFET по сравнению с биполярными транзисторами имеют множество неоспоримых преимуществ, среди которых основными являются следующие:

•  поскольку MOSFET управляется не током, а электрическим полем, это обстоятельство позволяет значительно упростить схему управления и снизить затрачиваемую на управление мощность;

•  в полевых транзисторах отсутствует так называемая инжекция неосновных носителей в базовую область, поэтому они могут переключаться с гораздо более высокой скоростью;

•  поскольку полевые транзисторы термоустойчивы, то есть с ростом температуры увеличивается сопротивление их канала, это позволяет реализовывать параллельное соединение MOSFET для увеличения нагрузочной способности;

•  в полевых транзисторах отсутствует вторичный пробой, поэтому область их безопасной работы шире, чем у биполярных транзисторов.

Впрочем, и у транзисторов MOSFET имеются некоторые недостатки. Вкратце назовем их:

•  в открытом состоянии канал транзистора MOSFET представляет собой активное сопротивление (ЛЛоп), которое невелико только у транзисторов с допустимым напряжением «сток—исток» (Udsmatx) не более 250…300 В, а далее, с повышением этого допустимого напряжения, наблюдается его значительный рост, что заставляет соединять приборы параллельно, ограничивать ток, приходящийся на один транзистор, то есть «недогружать» прибор;

•  существенный недостаток транзисторов MOSFET связан с технологией их изготовления, поскольку до настоящего времени технологически не удается изготовить их без некоторых паразитных элементов, одним из которых является внутренний паразитный биполярный транзистор;

•  наличие паразитных межэлектродных емкостей вызывает эффект «торможения» транзистора при переключении, и чем мощнее транзистор, тем сложнее обеспечить его быстродействующее переключение.

Некоторые разработчики ошибочно считают этот диод специально встраиваемым защитным элементом, называя его быстродействующим диодом Шоттки. Действительно, графическое начертание уж

Рис. 2.1.1. Обозначение паразитных диодов в технической документации

В справочной документации по полевым транзисторам MOSFET в символическом обозначении транзистора часто встречается символ диода, включенного параллельно цепи «сток—исток», как показано на рис. 2.1.1.

очень похоже на упомянутый диод, и в подавляющем большинстве случаев в силовых преобразовательных схемах существует необходимость шунтирования транзисторов быстрыми диодами. Но, к сожалению, в данном случае появление диода связано с технологией изготовления мощных «полевиков». Почему — к сожалению? Потому, что характеристики этого паразитного диода, называемого integral reverse p-njunction diode (интегральный обратный диод р-п-перехода), применительно к использованию в схемах преобразовательных устройств оставляют желать лучшего. Другими словами, встроенный диод оказывается слишком медленным, поэтому приходится затрачивать дополнительную энергию на его закрывание, что ведет к нагреву транзистора в целом.

Ведущие мировые производители элементной базы постоянно ведут небезуспешную борьбу за улучшение характеристик быстродействия обратных диодов, и их влияние становится все менее заметным, однако подавляющее большинство выпускаемых на сегодняшний момент полевых транзисторов все еще имеют паразитные диоды с достаточно большим временем обратного восстановления. Кстати, на самом деле встроенный диод получается из технологического биполярного транзистора, включенного параллельно силовым электродам полезного полевого транзистора так, как показано на рис. 2.1.2.

Рис. 2.1.2. Паразитный диод в составе полевого транзистора

Из представленного рисунка видно, что база биполярного транзистора VT подключена к технологическому основанию, на котором расположен р-п-переход. Это технологическое основание называется подложкой. Между подложкой и истоком имеется некоторое омическое сопротивление R, между подложкой и стоком — паразитный конденсатор С. Емкость этого конденсатора, к счастью, невелика, но ее величины окажется достаточно для включения паразитного транзистора при условии быстрого спада или роста напряжения «сток—исток». Произойти такое явление может, например, при коммутации токов большой величины. Чем это грозит для электрической схемы, понять нетрудно: в тот момент, когда мы считаем транзистор закрытым, он вновь открывается, что зачастую может стать предпосылкой к возникновению сквозных токов и выгоранию силовой схемы.

Для обеспечения нормальной работы полевого транзистора производители элементной базы должны принимать меры к исключению паразитного биполярного транзистора уже на стадии изготовления. Подключение подложки к истоку технологической проводящей перемычкой удается гарантированно исключить опасность неконтролируемого поведения паразитного элемента. Однако так появляется паразитный диод с очень средними динамическими свойствами.

Справедливости ради отметим, что диоды Шоттки в составе транзисторов MOSFET все-таки встречаются, однако это никак не связано с улучшением технологии их изготовления. Данный диод, показанный на рис. 2.1.2, в, просто встраивается на этапе сборки транзисторов как отдельный бескорпусной элемент. При работе транзистора в конкретной схеме диод Шоттки «берет» на себя обратный ток, поскольку открывается быстрее, чем технологический паразитный диод.

Мнение о полевом транзисторе как о безынерционном приборе, который может переключаться практически мгновенно, к сожалению, часто бытует среди начинающих разработчиков, однако оно в значительной степени ошибочно. Конечно, сравнивая биполярный и полевой транзисторы по своим динамическим характеристикам, легко признать MOSFET почти идеальным прибором для силовых преобразовательных схем. В действительности полевой транзистор затрачивает некоторое время на включение, а также на выключение. Существование задержки обусловлено наличием паразитных емкостей, которые показаны на рис. 2.1.3.

Рис. 2.1.3. Паразитные емкости в составе полевого транзистора

На рисунке эти емкости условно показаны постоянными, но в реальном приборе каждая емкость состоит из нескольких более мелких, с разным характером поведения. Кроме того, величина этих емкостей сильно зависит от напряжения между их «обкладками»: она велика при малом напряжении «сток—исток», и быстро уменьшается с его ростом. На рис. 2.4.1 показан характер изменения межэлектродных емкостей с ростом напряжения «сток—исток» для маломощного тран-

Рис. 2.1.4. Зависимость величины межэлектродных емкостей от величины напряжения «сток—исток»: а — для IRF740; б — для FB180SA10

зистора типа IRF740, а на рис. 2.1.4, б — для мощного транзистора типа FB180SAi0.

Чтобы наглядно продемонстрировать степень влияния паразитных емкостей на скорость переключения транзистора, представим его в виде, изображенном на рис. 2.1.5. Согласно приведенному рисунку, транзистор работает в режиме ключа, коммутируя нагрузку с сопротивлением Лн. Входная емкость транзистора представлена элементом Свх.

Чтобы гарантированно открыть транзистор, необходимо зарядить его входную емкостьдо напряжения 12… 15 В. Сделать этот процесс достаточно быстрым — задача непростая, поскольку быстрому заряду емкости будет мешать так называемый эффект Миллера. Производители транзисторов затрачивают на борьбу с влиянием эффекта Миллера достаточно много интеллектуальных сил и финансовых средств, так как чем сильнее этот эффект будет подавлен, тем выше окажется скорость переключения транзистора.

Наличие эффекта Миллера обуславливает существование емкости Cgd, которая образует отрицательную обратную связь между входом и выходом транзистора. Сам прибор в этом случае нужно рассматривать как усилительный каскад, выходной сигнал которого снимается с нагрузки RH в цепи стока. В таком каскаде выходной сигнал будет инвертирован относительно входного сигнала. Обратная связь в виде конденсатора Cgd настолько сильно уменьшает амплитуду входного

где Ky — коэффициент усиления каскада.

сигнала, что по отношению к нему входная емкость транзистора оказывается больше, чем она есть на самом деле:

Определить коэффициент усиления каскада на полевом транзисторе можно по известной простой формуле:

где S — крутизна транзистора (приводится в справочных данных).

Простой расчет красноречиво свидетельствует о том, насколько сильно эффект Миллера оказывает влияние на величину входной емкости. Пусть C^ = 35 пФ, Cgd=6 пФ, S= 250 мА/В, RH = 200 Ом. Тогда величина емкости Сих, рассчитанная с учетом формул (2.1.1) и (2.1.2), составит 341 пФ. Другими словами, эффект Миллера способен свести к нулевым очевидные преимущества скорости переключения полевых транзисторов. Но, к счастью, сегодня этот эффект значительно минимизирован в серийно выпускаемых транзисторах и не вызывает серьезных опасений.

А теперь поговорим о режиме переключения силовых приборов как об основном режиме их работы в составе преобразовательной техники. Учитывая это, нам просто необходимо рассмотреть специфику процессов, происходящих в транзисторах MOSFET при их работе в силовых схемах.

На рис. 2.1.6 показан типовой полевой транзистор, работающий в ключевом режиме.

Рис. 2.1.6. К расчету времени переключения транзистора MOSFET

Напряжение Ug, прикладываемое к затвору транзистора VT от импульсного генератора, имеет вид, изображенный на рис. 2.1.7, а. В цепь затвора включен резистор с небольшим сопротивлением Rg, который мы в дальнейшем будем называть затворным резистором. При подаче прямоугольного импульса от источника Ug сначала происходит заряд емкости Cgc (участок «1» на рис. 2.1.7, б). Но транзистор в это время закрыт — он начнет открываться только при достижении напряжения Ugc некоторого значения, называемого пороговым напряжением (что видно из рис. 2.1.7, в. Величина порогового напряжения в справочной документации обозначается как Ugs(thy Типичное значение порогового напряжения для полевых транзисторов составляет

2..                     .5 В.

Рис. 2.1.7. Временные диаграммы коммутационных процессов в транзисторах

типа MOSFET

Легко заметить, что имеет место временная задержка включения транзистора. Время, затрачиваемое на этот процесс, носит название времени задержки включения (turn-on delay time) и обозначается в технической документации как tdion).

При достижении Ugs порогового уровня «срабатывает» эффект Миллера, входная емкость резко увеличивается, что иллюстрируется участком «2» на рис. 2.1.7, 6, а значит, скорость открытия транзистора замедляется. «Медленный» участок будет длиться до тех пор, пока транзистор полностью не откроется, или, другими словами, пока сопротивление открытого р-п-перехода не достигнет значения ЛЛ(оп). На протяжении времени открытия транзистора наблюдается падение напряжения Uds до минимально-возможной величины. Процесс открывания занимает время, называемое в технической документации временем нарастания (rise time) и обозначаемое как tr После того, как транзистор полностью откроется, обратная связь обрывается и входная емкость снова становится равной Cgs (участок «3» на рис. 2.1.7, 6). В результате на затворе установится напряжение U^ равное напряжению генератора Ug. На участке «4» транзистор находится в состоянии длительного статического насыщения.

Процесс выключения транзистора протекает в обратном порядке (участки «5», «6», «7» на рис. 2.1.7, б. На участке «5» происходит снижение напряжения U^ до порогового уровня, занимающее время td(o(r). Это время носит название времени задержки выключения (turn-off delay time). На участке «6» снова вступает в действие эффект Миллера, замедляющий процесс выключения, и напряжение «сток—исток» становится равным Un. Время, затрачиваемое на этот процесс, называется временем спада (fall time) и обозначается как tf.

Иногда в технической документации, особенно в отечественной, не приводятся отдельно время задержки включения, время нарастания, время спада и время задержки выключения, а даются суммарные параметры. Например, время включения tUKJl и время выключения /вык. В табл. 2.1.1 приводятся для сравнения временные параметры для некоторых распространенных типов транзисторов MOSFET.

Таблица 2. LI. Временные параметры некоторых транзисторов MOSFET

Необходимо оговориться, что поскольку время коммутационных процессов в транзисторах MOSFET связано с процессом заряда-разряда паразитных емкостей, на временные параметры существенное влияние будет оказывать величина резистора Rg — чем больше его сопротивление, тем большее время придется затрачивать на коммутацию. Поэтому производители указывают, при какой величине Rg и Ug приводятся справочные данные. Пользоваться ими нужно лишь при первоначальном выборе элементов, повторное вычисление разработчику требуется производить, исходя из режима работы в конкретной схеме.

Итак, в результате процесса включения импульс тока стока задерживается относительно импульса управления на время /вкл, а выключение

транзистора растягивается на время /вык. Время коммутации напрямую связано с величиной тепловых потерь на полупроводниковом приборе: чем быстрее мы сможем переключать транзистор, тем меньше будет тепловых потерь на нем, тем лучшие показатели КПД схемы мы получим и тем меньшие габариты охлаждающих конструкций следует ожидать.

К сожалению, из-за сложного характера процесса заряда затвора и нелинейности паразитных емкостей мы не в праве считать время заряда входной емкости математическим методом, приемлемым для обычной интегрирующей RC-цепи. Дело в том, что простая RC-цепь подчиняется экспоненциальному закону нарастания и спада токов и напряжений, в то время как изменение реального напряжения U& имеет более сложный характер. Поэтому известные производители полевых транзисторов не рекомендуют пользоваться в расчетах значениями паразитных емкостей. Имеется иной путь расчета времени переключения, связанный с переходом к интегральной характеристике, называемой зарядом затвора.

Заряд затвора определяется из следующей формулы:

где ig(t) — функция тока затвора.

Какой физический смысл выражения (2.1.3)? Интегрирование, как обычно, приводит к необходимости суммировать произведения тока затвора на протяжении коротких промежутков времени, в течение которых ток можно условно считать постоянным. В результате мы получаем так называемое «количество электричества», которое надо передать входной емкости транзистора, чтобы открыть (или закрыть) его. Мы можем сделать это быстро, тогда нам необходимо обеспечить большой зарядный ток, либо затянуть время открытия за счет уменьшения зарядного тока.

Зная величину заряда затвора (которую приличные фирмы-производители указывают в технической документации), легко вычислить время включения (выключения) транзистора MOSFET. Эти величины определяются так:

Но как определить величину заряда затвора для транзистора конкретного типа? Естественно, из технической документации, в которой обычно приводится значение, называемое «общим зарядом затвора» (total gate charge). Кроме этого, производители приводят также кривую заряда затвора (рис. 2.1.8).

Рис. 2.1.8. Типичные кривые заряда затвора транзисторов MOSFET: а — IRFP250; б IRL3103D1; в FBI80SA10

Рис. 2.1.9. Сравнительные характеристики заряда RC-цепочки и входной емкости затвора MOSFET

На рисунке 2.1.9 показаны характеристики, отражающие изменение тока затвора ig в процессе коммутации транзистора и сравнительное изменение тока заряда стандартной интегрирующей RC-цепочки.

В реальных схемах силовой преобразовательной техники затворами транзисторов управляют специальные устройства, называемые драйверами. Мы будем говорить о рекомендуемых для применения в составе силовой преобразовательной техники драйверах чуть позже, а сейчас обратим внимание читателя на то обстоятельство, что при разработке схемы управления транзисторами всегда важно определить мощность, которую нужно израсходовать на управление транзистором. Используя значение величины заряда затвора, нетрудно рассчитать среднюю величину мощности драйвера:

где / — частота коммутации.

Как показывает практика, обычно эта мощность составляет сотые доли процента от мощности силовой части схемы (при условии использования транзисторов MOSFET или IGBT, рассказ о которых — впереди).

Разработчику силовой преобразовательной техники очень часто приходится сталкиваться с так называемыми аварийными режимами работы, когда возникает короткое замыкание или нарушается электрический контакт (происходит разрыв цепи). В аварийных режимах, как правило, наблюдается резкое и неконтролируемое изменение токов и напряжений, в результате чего прибор может просто выйти из строя. Поэтому очень важно спроектировать узел управления преобразователем так, чтобы силовые элементы (которые, как правило, являются дорогостоящими изделиями) не были подвержены опасности выхода из строя в аварийном режиме. К одной из таких предпосылок потенциально-аварийных режимов можно отнести выбор слишком большого сопротивления затворного резистора. Покажем на примере, какими будут последствия в этом случае.

где (dUJdi) — предельная скорость изменения напряжения «стокисток» в единицу времени; /ком — время коммутации.

Как видно из рис. 2.1.6, паразитные емкости Cgd и Cgs образуют емкостной делитель напряжения. Если сопротивление затворного резистора велико, а изменение напряжения «сток—исток» в единицу времени (скорость нарастания) происходит быстро, то, сделав некоторые допущения (которые мы здесь опустим, так как они сами по себе не очень интересны), можно прийти к интересному соотношению:

Резкое изменение напряжения «сток—исток» может возникнуть в разных ситуациях, например, при первоначальном включении питания силовой цепи самого ключевого транзистора, или при включении другого элемента схема, работающего в связке с данным транзистором. Покажем, насколько опасна для силового транзистора слишком высокая скорость коммутации. Для расчета примем типовое соотношение Cgd/Cgs= 1/4, dUJdt= 250 В/мкс, /ком = 1 мкс. Тогда t^=50 В, что составляет значительно более высокую величину по сравнению с безопасной зоной порогового напряжения, и, мало того, выше предельно-безопасного уровня напряжения на затворе. Следовательно, транзистор может, во-первых, самостоятельно открыться наведенным напряжением в тот момент, когда мы даже и не пытались подавать на него открывающий импульс управления, а во-вторых, он может просто выйти из строя из-за пробоя затвора высоким напряжением.

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты