Элементы, с помощью которых силовые преобразовательные схемы защищаются от опасных паразитных индуктивных выбросов напряжения

September 9, 2013 by admin Комментировать »

А теперь мы поговорим об элементах, с помощью которых силовые преобразовательные схемы защищаются от опасных паразитных индуктивных выбросов напряжения. Мы еще не раз упомянем о том, что любая схема силового статического преобразователя электрической энергии требует серьезной конструктивной проработки, связанной с компактным размещением силовых элементов, минимизацией электрических связей между ними. Почему? Давайте вспомним, что силовые транзисторы подвержены потенциальному пробою, и если входное (коммутируемое) напряжение, подаваемое на силовую часть транзистора, легко рассчитать, то с перенапряжениями, возникающими на паразитных индуктивностях схемы, дело обстоит гораздо хуже. Даже первый (обычно — не слишком удачный) опыт проектирования статического преобразователя позволяет разработчику убедиться в том, что паразитные выбросы напряжения — далеко не безобидное явление. Чтобы убедиться в этом, проведем небольшие теоретические выкладки. Для этого нам потребуется вычислить собственную индуктивность прямого проводника по формуле:

где I — длина проводника, см;

d — диаметр проводника, см;

Ls — индуктивность проводника, мкГн.

Для проводника круглого сечения диаметром 1 мм и длиной 2 см собственная индуктивность, вычисленная по формуле (2.7.4), составляет 10… 12 нГн. Много это или мало? Чтобы оценить влияние этой индуктивности, рассмотрим схему полумоста с транзисторами IGBT в качестве ключевых элементов (рис. 2.7.14). В этой схеме имеются паразитные индуктивности шин питания LJ2 (для простоты будем считать «нижнюю» и «верхнюю» паразитные индуктивности примерно одинаковыми), которые при коммутации ключевых элементов и прохождении коммутационного тока is накапливают энергию. Расчет величины накопленной энергии можно выполнить по формуле

Суммарный уровень напряжения между коллектором и эмиттером силового транзистора определяется из выражения:

Если в силовой схеме присутствует так называемая снабберная емкость С, то накопленная энергия будет переходить из индуктивности в снабберную емкость, подзаряжая ее.

Рис. 2.7.14. К пояснению необходимости наличия снабберных элементов

Из формулы (2.7.6) видно, что при отсутствии снабберной емкости суммарный уровень напряжения даже при минимальном значении паразитной индуктивности может иметь опасный уровень. В реальных схемах индуктивность Ls может иметь достаточно большую величину, и вдобавок неправильное подключение снабберного конденсатора сведет к нулевому ожидаемый результат его использования (если конденсатор будет подключен длинными проводами или неправильно выбран его тип).

Типичный характер поведения напряжения «коллектор—эмиттер» силовых транзисторов при отключении показан на рис. 2.7.15. Из рисунка хорошо видно, что в моменты коммутации возникает значительный индуктивный выброс напряжения, который легко может вызвать потенциальный пробой силового транзистора.

Рис. 2.7.15. Характер поведения напряжения «коллектор—эмиттер» при наличии паразитной индуктивности шин питания

Эффективно защититься от возникновения подобйых аварийных ситуаций, связанных с наличием индуктивных выбросов, позволяют пассивные способы защиты, а именно — установка снабберных цепочек непосредственно на выводы силовых элементов. Варианты традиционных снабберных цепочек показаны на рис. 2.7.16. Точками «А», «В», «С» эти цепочки подключаются к точкам схемы рис. 2.7.14.

Рис. 2.7.16. Варианты снабберных цепочек

Наиболее простым вариантом считается снаббер на основе неполярного конденсатора с малой собственной паразитной индуктивностью (рис. 2.7.16, а). Снаббер RC-типа может быть применен в случае, когда возникают паразитные колебания за счет резонанса токов с индуктивностью подводящих шинопроводов (активное сопротивление вносит необходимое затухание в контур). Варианты e и г — так называемые RCD-цепи, которые оказываются схемотехнически более сложными, но и более эффективными, «работающими» по-разному на разных полуволнах колебательных процессов. Впрочем, в подавляющем большинстве случаев удается обойтись именно простыми снабберными конденсаторами, не усложняя силовую схемудругими возможными решениями. Как мы уже сказали ранее, снабберные конденсаторы должны устанавливаться в непосредственной близости от силовых выводов ключевых модулей. Желательна установка таких конденсаторов на каждый силовой модуль, как показано на рис. 2.7.17.

Рис. 2.7.17. Установка снабберных конденсаторов на модули

Каким образом можно сократить до минимальной длину выводов снабберных конденсаторов? К счастью, разработчикам нет необходимости ломать голову над этой задачей, так как ведущие мировые фирмы выпускают широкую номенклатуру таких конденсаторов, крепление которых уже спроектировано с учетом их крепления на модулях (рис. 2.7.18).

Рассмотрим особенности крепления подробнее, а поможет нам в этом рис. 2.7.19. Собственно, внешних особенностей корпуса снабберный конденсатор не имеет. Интерес представляют его выводы, которые изготавливаются в виде широких пластин с отверстиями. Межцентровые расстояния рассчитаны таким образом, чтобы конденсаторы имели возможность устанавливаться на стандартные модули. Естественно, для разных типоразмеров модулей выпускаются разные типоразмеры снабберных конденсаторов.

А теперь мы упомянем некоторые основные параметры типовых снабберных конденсаторов: диапазон рабочих напряжений — 1000…2000 В; диапазон номинальных емкостей — 0,1…3,0 мкФ; среднее значение ESL — 12… 15 нГн; устойчивость к скорости изменения напряжения — до 900 В/мкс; среднее значение ESR — 2,5…5,0 мОм.

Для примера, не раз уже встречавшаяся на страницах этой книги фирма «Epcos» выпускает снабберные конденсаторы серии B32656S, фирма «Evox-Rifa» — конденсаторы серий ERA480, фирма «CDE Cornell Dubilier» — конденсаторы серии SCD, фирма «Camel technology» — конденсаторы серии SND, и т. д. Типовые снаббеерные конденсаторы, выпущенные разными фирмами, в целом отличаются по

а

б

Рис. 2.7.18. Типовое промышленное крепление снабберного конденсатора к

силовому модулю

своим характеристикам незначительно, поэтому мы их не будем рассматривать подробно.

Значительно реже в номенклатуре выпуска мировых фирм встречаются элементы для построения RCD-снабберов. И, тем не менее, такие элементы можно приобрести. Примером таких комбинированных снабберов могут служить элементы, выпускаемые фирмой «CDE Cornell Dubilier» [50] в серии SCD. Внешний вид модуля показан на рис. 2.7.20, а внутренняя схема — на рис. 2.7.21. Модули SCD выпускаются двух типов — Р-типа и N-типа. Подключение их в конкретных схемах преобразователей показано на рис. 2.7.22.

Теперь поговорим о токовых выбросах в силовых схемах статических преобразователей электроэнергии, связанных с конечным време-

Рис. 2.7.20. Внешний вид RCD-модуля серии SCD

Рис. 2.7.21. Внутренняя схема RCD-модуля N-типа и Р-типа

нем восстановления силовых элементов и способах защиты от перегрузок по току. Рассматривая функционирование полумостовых схем, в учебной литературе часто считается, что диоды, шунтирующие силовые транзисторы, идеальны по своим характеристикам, то есть они мгновенно начинают проводить электрический ток и мгновенно восстанавливают свои запирающие свойства. Эту ситуацию, вне всякого сомнения, идеализировать неправильно, так как поведение реальных диодов в подобном включении далеко от идеального случая. Иными словами, диодам приходится затрачивать некоторое время (а значит, и энергию) на включение и отключение. Чтобы построить реальную картину токовых перегрузок, возникающих в полумостовых схемах с так называемым «тяжелым переключением», для начала рассмотрим работу простой ключевой схемы, работающей на активную нагрузку RH, подключив эту нагрузку непосредственно к стоку транзистора VT, как показано на рис. 2.7.23.

Рис. 2.7.23. К анализу токовых выбросов в силовых схемах

Когда транзистор VT находится в состоянии отсечки, ток в цепи его затвора равен нулю, и напряжение «сток—исток» равно входному напряжению Utn. Это состояние схемы соответствует точке «1» на графике рис. 2.7.24. Открывание транзистора VT означает перемещение из точки «1» графика в точку «5» по штрихпунктирной линии, где напряжение на открытом транзисторе становится равным нулю.

Рис. 2.7.24. График, отражающий коммутационные процессы в схеме с реальным разрядным диодом

Совершенно по-другому протекают коммутационные процессы в схеме полумоста с реальными разрядными диодами. И происходит это потому, что все р-п-переходы реальных диодов при прохождении через них прямого тока накапливают на границе областей проводимости электрический заряд. Поэтому диод не сможет «закрыться» до тех пор, пока все накопленные носители заряда не исчезнут, не «рассосутся». На исчезновение носителей затрачивается время, которое в справочных данных назвается временем обратного восстановления (мы уже упоминали этот параметр по ходу нашей книги). Таким образом, открываясь, транзистор VT должен «перехватить» ток нагрузки, который до этого момента проходил через разрядный диод. Однако в силу того, что диод VD не может сразу восстановить свои запирающие свойства, ток диода становится равным разнице тока нагрузки и тока силовой цепи открывающегося транзистора.

В прямом направлении падение напряжения на стандартном диоде составляет 1…2 В (исключение составляют диоды Шоттки, у которых прямое падение составляет около 0,6 В), поэтому исток транзистора оказывается практически подключенным к «общему» силовой схемы. Ток в индуктивном элементе не может резко увеличить свое значение, следовательно, ток силовой цепи транзистора iD быстро вырастает до значения ipk (линия «1»—«3» на рис. 2.7.24). Хорошо, если транзистор допускает кратковременное протекание значительного пикового тока, который в случае использования диода с большим временем обратного восстановления может в несколько раз превышать рабочий ток. А если — нет? Тогда транзистор однозначно выйдет из строя. Запомним это обстоятельство.

Что произойдет дальше? Дальше начнется процесс «рассасывания» носителей заряда в диодной структуре, ток резко упадет по кривой «3»—«4»—«5» до номинального продолжительного значения, определяемого сопротивлением нагрузки. Процесс включения диода гораздо менее инерционен, поэтому мы вполне можем рассматривать включающийся диод как безынерционный элемент. Включение разрядного диода однозначно происходит по кривой «5»—«6»—«1».

Чтобы снизить пиковый ток восстановления диода /рк, а значит и ток в цепи «сток—исток» транзистора, необходимо выбирать для силовой схемы обратные (разрядные) диоды с минимальным временем обратного восстановления (peak recovery time). Тогда процесс обратного восстановления будет проходить по линии «2»—«4», минуя точку «3». Из предыдущих разделов мы уже знаем, что очень часто разрядные диоды с отличными динамическими свойствами встраиваются в корпуса IGBT модулей, поэтому при выборе конкретного исполнения модуля необходимо обращать внимание на динамические параметры обратных диодов.

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты