Меры по защите силовых транзисторов от теплового пробоя

September 2, 2013 by admin Комментировать »

При разработке силовых схем статических преобразователей первостепенными являются меры по защите силовых транзисторов от теплового пробоя. Поскольку полевые транзисторы MOSFET не имеют вторичного пробоя, в расчетах тепловых режимов вполне можно руководствоваться значениями максимальной температуры и максимальной рассеиваемой мощности. Полная мощность, выделяющаяся на транзисторе в режиме его переключения, определяется из выражения:

где Рп — полная рассеиваемая мощность;

Рпер — потери мощности при переключении;

Рпр — потери на активном сопротивлении канала открытого транзистора;

Pynp — потери на управление в цепи затвора;

Pyr — потери мощности за счет утечки в закрытом состоянии.

где ЛЛ(оп) — сопротивление транзистора в открытом состоянии (справочный параметр).

Потери проводимости Рпр являются основной составляющей потерь в полевом транзисторе. Эти потери можно вычислить, зная эффективное (действующее) значение тока стока:

Потери мощности, вызванные током утечки (P^) пренебрежимо малы (если, конечно, транзистор исправен), поэтому их вообще нет смысла учитывать. Кроме того, поскольку одно из главных преимуществ полевого транзистора — крайне малые потери в цепи его управления (Рупр), — поэтому и значение потерь на управление можно исключить из расчетов. С учетом проведенных допущений формула (2.1.7) для расчета полных потерь приобретает следующий удобный вид:

Здесь необходимо сделать некоторое уточняющее отступление и напомнить читателю, что расчет рассеиваемой мощности выполняется в целях обеспечения теплового режима силовых транзисторов. Этот расчет пригодится при проектировании охлаждающих радиаторов транзисторов (за подробностями можно обратиться к изданиям [1] и [2]). Очень важный параметр, без которого не удастся спроектировать охлаждающий элемент, — это так называемое тепловое сопротивление «кристалл—корпус» Rthjc транзистора. Исследования показали, что это сопротивление в значительной степени зависит от частоты переключения транзистора, а также от скважности управляющих импульсов, определяемой отношением времени открытого состояния к полному периоду коммутации. В технических условиях на транзисторы обычно приводятся так называемые нормированные переходные характеристики теплового сопротивления «кристалл—корпус» (transient thermal impedance junction-to-case). Как видно из рис. 2.1.11, вследствие инерционности тепловых процессов при больших частотах переключения и малой скважности тепловое сопротивление «кристалл—корпус» значительно снижается. В любом случае разработчику нужно произвести оценку этого сопротивления по графику, чтобы не проектировать радиатор охлаждения силовых элементов «на глазок». Читателю следует знать, что показанные на рис. 2.1.11 графики включаются в основной набор параметров, представляемых фирмами-производителями на силовую элементную базу. Если при выборе элементной базы разработчик столкнется с тем, что эти графики в документации отсутствуют, такой фирме-производителю лучше не доверять и ее продукцию не использовать в своих разработках.

С учетом графиков 2.1.11 тепловое сопротивление «кристаллкорпус» определяется по следующей формуле:

где ZjJJ, D) — переходной коэффициент сопротивления «кристаллкорпус»;

RQ{JC) — тепловое сопротивление «кристалл—корпус» в режиме больших скважностей управляющих импульсов или на постоянном токе.

На рис. 2.1.11 есть еще одна кривая, называемая single pulse (одиночный импульс). Снимается она для одиночного (неповторяющегося) импульса тока. Такой режим работы обычно используется для защитных схем и схем запуска, которые срабатывают один раз. В этом случае, как правило, тепловыделение невелико и силовому элементу радиатор не требуется.

Но вернемся к тепловым потерям. Гораздо сложнее дело обстоит с потерями переключения. Если нагрузка полевого транзистора чисто

Рис. 2.1.11. График зависимости нормированного теплового сопротивления от частоты и скважности импульсов: а — IRFP250; б — IRJL3103D1; в —FB180SA10

активная, потери на переключение невелики, и ими зачастую можно просто пренебречь. Однако активная нагрузка — случай в силовой преобразовательной технике редкий. Гораздо чаще транзисторы статических преобразователей «работают» на нагрузки с сильно выраженной реактивной (индуктивно-емкостной) составляющей, что характеризуется несовпадением максимумов токов и напряжений. Кроме того, в транзисторах, работающих в двухтактных схемах (сюда включаются полумостовые, мостовые и трехфазные схемы), возникают специфические потери обратного восстановления оппозитных диодов. Мы сразу обратимся к методикам расчета динамических потерь в двухтактных схемах, поскольку именно на их основе строится мощная преобразовательная техника.

Но прежде, чем приступить к рассказу о методике расчета динамических потерь, еще раз напомним читателю о наличии паразитного диода в составе полевого транзистора. Как уже было сказано выше, этот диод не отличается хорошими динамическими характеристиками, имеет большое время обратного восстановления. Поэтому его влияние на тепловой режим будет значительным и, зная это, производители приводят в технической документации всю необходимую информацию по его параметрам.

В двухтактной схеме необходимо рассматривать влияние индуктивности L на остальные элементы схемы. Следует помнить, что реально индуктивность L — это индуктивность намагничивания первичной обмотки высокочастотного трансформатора (если проектируемое устройство — статический преобразователь для питания типовых нагрузок), или индуктивность обмотки двигателя (если разрабатывается регулируемый частотный электропривод).

Обратимся к рис. 2.1.12 и рассмотрим коммутационные процессы, происходящие в представленной типовой схеме. Первоначально (что

отражено на рис. 2.1.12, 6) ключ VT1 замкнут, поэтому происходит передача энергии к индуктивности L. Если данная индуктивность представляет собой первичную обмотку трансформатора, то ток намагничивания не очень заметен на фоне тока реакции вторичной обмотки (если во вторичной цепи трансформатора «висит» номинальная нагрузка). Если же величина индуктивности достаточно велика, что наблюдается в устройствах частотного регулирования электродвигателей, индуктивный ток будет ярко-выраженным. Далее, как показано на рис. 2.1.12, e, ключ VT1 размыкается, но ток в индуктивности L, стремясь сохранить свою величину, замыкается через паразитный диод VD2, который коммутирует один из выводов индуктивности к «земле», а другой ее вывод по-прежнему останется присоединенным к средней точке конденсаторов C1 и C2. Напряжение, прикладываемое к выводам индуктивности L, заставляет ток iL быстро падать к нулевому значению. Замыкание ключа VT2 повторяет процесс, но уже в другой части полумоста (рис. 2.1.12, г). На первый взгляд, никаких ком-, мутационных токовых бросков не наблюдается — так оно и было бы, если бы схемы состояли из идеальных элементов. Однако в реальных схемах коммутационные броски возникают, и вот почему. Связано это именно с неидеальным характером элементов. Реальные трансформаторы имеют индуктивности рассеяния, межвитковые и межобмоточные емкости, паразитные емкостные связи с другими составляющими схем. Сочетание индуктивностей и емкостей образует колебательную систему (резонансный контур), которая накапливает энергию и производит выбросы напряжения с большой амплитудой (рис. 2.1.13). На этом рисунке показана диаграмма напряжения в точке соединения обмотки трансформатора и средней точки плеча полумоста реальной силовой схемы. При отсутствии переключений в этой точке имеется потенциал, равный половине питающего напряжения. Коммутационный выброс и последующие колебания происходят при

размыкании ключевого элемента. Понятно, что амплитуда выбросов не может стать больше напряжения питания или потенциала «земли», так как оппозитные диоды будут открываться и «разряжать» выбросы на источник питания. И все же, если энергия колебательного процесса достаточно велика, он может не закончиться к моменту следующего открытия ключевого элемента. Коммутация при протекании тока через обратный диод приведет к ситуации так называемого «тяжелого переключения», когда силовой транзистор будет кратковременно находиться в режиме «сквозных токов». Чтобы «погасить» эти выбросы, параллельно первичной обмотке трансформатора включают RC-цепь с последовательно соединенными конденсатором и резистором.

Только что мы рассмотрели так называемый «облегченный» режим работы транзистора в двухтактных схемах, когда управляющие импульсы поступают на затворы VT1 и VT2 симметрично, и в моменты начала коммутации токи через оппозитные диоды не проходят. Рассчитать мощность потерь переключения в данном случае несложно. Для каждого транзистора, работающего в полумостовой или мостовой схеме со стандартной трансформаторной нагрузкой, она может быть рассчитана по формуле

где /^тах — максимальный ток стока.

Встречается и другой случай, когда транзисторы вынуждены работать в «тяжелом» режиме переключения. Этот случай обычно рассматривают в устройствах частотного управления двигателями, имеющими значительную индуктивность обмоток. Здесь длительность открытого состояния «верхнего» (VT1) и «нижнего» (VT2) ключевых элементов полумоста и моста могут быть неравными: в предельном случае открывающие импульсы одного из силовых ключей вообще исчезают. В случае несимметрии управляющих импульсов ток в индуктивной нагрузке не меняет своего направления, а это значит, что, например, после выключения транзистора VT2 ток iL (рис. 2.1.12 в) будет протекать через его оппозитный диод. Следовательно, выключение транзистора VT1 пройдет в режиме кратковременного короткого замыкания, так.как диод VD2 не сможет мгновенно восстановить запертое состояние. Чем дольше оппозитный диод будет задерживать восстановление запертого состояния, тем больше тепла выделится на транзисторе. Поэтому для расчета потерь переключения в «тяжелом» режиме необходимо учитывать как динамические потери переключения транзистора, так и потери на обратное восстановление оппозитных диодов. Рассчитать потери переключения здесь поможет следующая формула:

где Qrr — заряд обратного восстановления оппозитного диода (справочный параметр).

Также следует знать, что заряд обратного восстановления оппозитного диода (согласно рис. 2.1.14) незначительно зависит от прямого тока, протекающего через диод после отключения транзистора, но в значительной степени определяется величиной изменения прямого тока во времени на этапе обратного восстановления, то есть величины производной тока. На практике это означает, что замедление коммутационного процесса, вызывающего обратное восстановление, может снижать заряд, а значит, и выделяемую энергию. Следовательно, в режиме «тяжелого» переключения необходимо замедлять процесс открывания полевых транзисторов. Снизить скорость открывания может ограничение тока затвора с помощью увеличения затворного резистора, а также шунтирование переходов «сток—исток» транзисторов RC-цепями, ограничивающими скорость переключения. Правда, при этом растут коммутационные динамические потери переключения.

Рис. 2.1.14. Зависимость заряда обратного восстановления диода от скорости коммутационного процесса

Довольно часто в практике разработки статических преобразователей встречаются случаи, когда нужно коммутировать ток, значение которого выше предельного тока одиночного транзистора. И если выбрать более мощный прибор оказывается затруднительно, можно просто включить параллельно несколько приборов, рассчитанных на меньшие токи. Тогда общий ток будет равномерно распределяться по отдельным транзисторам. Для параллельного их соединения нужно иметь приборы с близкими значениями порогового напряжения. Как правило, транзисторы одного типа имеют очень близкие значения порогового напряжения, поэтому крайне нежелательно выбирать для параллельной работы транзисторы разных типономиналов. А еще лучше вообще взять транзисторы из одной производственной партии, изготовленных в единых условиях.

Чтобы обеспечить равномерный прогрев линейки транзисторов, их нужно устанавливать на общий радиатор и, по возможности, ближе друг к другу. Необходимо также помнить, что через два параллельно включенных транзистора можно пропускать в два раза больший ток, не снижая нагрузочной способности одиночных приборов, но при этом входная емкость, а значит, и заряд объединенного затвора, возрастают в два раза. Соответственно, схема управления параллельно соединенными транзисторами должна обладать возможностью обеспечить заданное время коммутации.

Но и здесь есть свои особенности, свои «хитрости». Если соединить затворы полевых транзисторов непосредственно, можно получить весьма неприятный эффект «звона» при выключении — оказывая влияние друг на друга через затворы, транзисторы будут произвольно открываться и закрываться, не подчиняясь сигналу управления. Чтобы исключить «звон», на выводы затворов рекомендуется надевать небольшие ферритовые трубочки, предотвращающие взаимное влияние затворов, как показано на рис. 2.1.15, а.

Данный способ встречается сегодня очень редко (так как технология производства ферритовых трубок достаточно сложна). Более простой и доступный схемотехнический прием показан на рис. 2.1.15, б,

Рис. 2.1.15. Параллельное включение MOSFET: а — с гасящими ферритовыми трубками; б — с затворными резисторами

заключающийся в установке в цепях каждого затвора одинаковых резисторов сопротивлением в десятки—сотни Ом. Величина затворных резисторов обычно выбирается из соотношения:

где Qg — величина заряда затвора для одного транзистора.

После этого необходимо определить величину тока, которую обеспечивает устройство управления затворами транзисторов. Этот ток определяется из условия действия напряжения Ug на параллельно соединенные затворные резисторы. То есть величину Rg, полученную из формулы (2.1.13), необходимо при вычислениях уменьшить во столько раз, сколько транзисторов включается параллельно.

Очень важно выполнить связи между электродами транзисторов как можно короче, минимизировав паразитные индуктивности монтажа. Плохая топология проводников может привести к чрезмерному перенапряжению и неконтролируемому переключению. Возможное и наиболее часто встречающееся расположение параллельно включаемых транзисторов MOSFET показано на рис. 2.1.16.

Рис. 2.1.16. Вариант параллельного включения транзисторов MOSFET

Транзисторы VTl…VT4 установлены на общий радиатор максимально близко друг к другу, что обеспечивает их равномерный прогрев. Силовые шины, которые могут быть выполнены как печатными, так и объемными проводниками (например, медной полосой или луженым проводом), подключены к стоку и истоку всех транзисторов. Затворные резисторы Rg можно расположить над силовыми шинами. Закрепляются транзисторы на радиаторе с помощью винтов и прижимных пружин. Иногда для улучшения теплового контакта между

корпусами радиаторов используется следующая технология: транзисторы крепятся своими теплоотводящими пластинами к общей полосе из меди (или ее сплавов), а она, в свою очередь, привинчивается к радиатору, предварительно смазанному в месте контакта теплопроводящей пастой. И, конечно, следует обеспечить электрическую изоляцию отдельных групп транзисторов во избежание коротких замыканий в тех местах, где они по электрической схеме не должны существовать.

На рис. 2.1.17 приведен внешний вид варианта конструктивного узла трехфазного управляемого моста, составленного из параллельно включенных транзисторов MOSFET, а на рис. 2.1.18 — электрическая схема соединения транзисторов. Радиатор имеет сквозные каналы, через которые он принудительно продувается потоком воздуха.

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты