ЗАЩИТНЫЕ ФУНКЦИИ ДРАЙВЕРА В ПОЛИГРАФИЧЕСКОМ ОБОРУДОВАНИИ

February 21, 2014 by admin Комментировать »

Кроме управления переключением силового модуля, второй по значимости функцией драйвера является защита от аварийных режимов. Драйвер должен осуществлять следующие защитные функции: защиту от сквозного тока; от падения напряжения источников питания (UVLO); от перегрузки по току и короткого замыкания; от перегрузок; от перегрева; от выхода из насыщения каждого силового ключа; от перенапряжения; фильтрацию коротких импульсов. Наиболее опасными и распространенными аварийными ситуациями, приводящими к токовым перегрузкам, являются: короткое замыкание нагрузки, пробой нагрузки на корпус и одновременное включение транзисторов полумоста из-за сбоя в схеме управления (рис. 6.7).

рис. 6.7. Режимы короткого замыкания: а — нагрузки; б — на корпус

Чтобы определить состояние перегрузки и принять адекватные меры, требуется некоторое время. Задержка срабатывания схемы защиты необходима и для исключения ложных срабатываний, но время анализа ситуации должно быть безопасным, не приводящим к перегреву или пробою силового кристалла. Повреждение силового кристалла может быть вызвано перегревом вследствие высокой рассеиваемой мощности; пробоем, возникшим в случае переходных процессов; статическим или динамическим защелкиванием; перенапряжением при отключении большого тока. Перегревом считается превышение температурой кристалла силового транзистора предельного значения 7}тах. Для кремниевых чипов – это 150° С. Перегрев может быть вызван следующими неисправностями схемы: увеличение мощности рассеяния при перегрузке по току; увеличение мощности рассеяния из- за ошибки схемы управления или повреждения драйвера; неисправность системы охлаждения.

Для современных IGBT интервал времени, в течение которого они способны выдержать режим к. з., как правило, не превышает 10 мкс. Чтобы максимально быстро отреагировать на возникновение перегрузки и исключить лишние потери мощности, в драйверах используется мониторинг напряжения насыщения Uce.sat. Напряжение насыщения зависит от тока коллектора, данная зависимость приводится в технических характеристиках транзисторов и модулей и используется для настройки схемы защиты.

Драйверы должны различать два пороговых значения тока: ток перегрузки (100% 1С), начиная с которого производится анализ неисправности и формируется контрольный сигнал, ток короткого замыкания (-120% 1С), по которому происходит отключение. Схемы управления затворами модулей не просто должны отключать силовые транзисторы при возникновении перегрузки, отключение должно быть организовано так, чтобы режимы работы (ток, напряжение, температура кристалла) не выходили за пределы, обусловленные областью безопасной работы. Транзисторы MOSFET и IGBT, имеющие изолированный затвор и управляемые напряжением, принципиально являются приборами, стойкими к к. з. при соблюдении определенных условий и ограничений. Для лучшего понимания процессов, происходящих при токовой перегрузке, необходимо рассмотреть поведение силовых транзисторов в режиме к. з.

В случае, когда транзистор включается на закороченную нагрузку (рис. 6.7, а), к нему перед включением приложено полное напряжение питания. Максимальный ток в цепи коллектора транзистора, а также скорость его изменения di/dt определяются напряжением на затворе, импедансом цепи управления и крутизной транзистора. Из-за наличия конденсаторов, установленных параллельно шинам питания, внутреннее сопротивление источника питания практически не влияет на ток к. з. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитных индуктивностей в цепи. По этой же причине напряжение на коллекторе имеет провал. После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию недопустимо большой мощности в кристалле. Режим к. з. нужно прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1… 10 мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.

Для безопасной работы модуля в аварийном режиме должны выполнятся следующие условия: режим к. з. должен быть распознан и отключен в течение не более 10 мкс; время между повторными включениями в режиме к. з. должно быть не менее 1 с; за все время работы модуля количество к. з. не должно превышать 1000.

После возникновения состояния перегрузки напряжение на затворе снижается, что приводит к ограничению тока коллектора. Затем, если состояние перегрузки не прекращается в течение 3…5 мкс, напряжение на затворе снижается до нуля. При этом снижение напряжения на затворе производится по определенному закону. Такое «мягкое» отключение необходимо для уменьшения значения di/dt и снижения переходного перенапряжения при выключении. Траектория выключения выбирается так, чтобы напряжение на коллекторе силового транзистора никогда не превышало предельного значения UCES. Встроенная схема формирования времени задержки переключения (формирователь Цг) исключает одновременное открывание транзисторов полумоста и блокирует переключение полумоста на время Цг:, необходимое для окончания переходных процессов и исключения сквозного тока. Наличие тепловой защиты не может гарантировать, что мощный кристалл не выйдет из строя ни при каких условиях. При резком увеличении мощности потерь кристалл может перегреться до того, как разогреется основание модуля и термодатчик. Это может произойти, например, из-за сбоя контроллера и повышения частоты коммутации или из-за появления дребезга в цепи управления. Дребезг предотвращают введением импульсных фильтров, не пропускающих импульсы с длительностью меньше 500 не. Импульсные фильтры вместе с импульсными изолирующими трансформаторами выполняют еще одну очень важную функцию. Высокие скорости переключения и большие значения наведенного перенапряжения dU/dt могут приводить к сбоям в работе управляющего контроллера. Такая ситуация часто наблюдается при использовании оптической развязки, так как оптический барьер имеет сравнительно большую переходную емкость, через которую пики напряжения могут проникать в схему управления. Импульсные трансформаторы гораздо менее чувствительны к шумам, чем оптопары, а импульсные фильтры драйверов подавляют шумовые сигналы как в прямом направлении, так и в обратном, не позволяя пикам наведенного напряжения воздействовать на работу управляющих контроллеров. Встроенные в драйвер изолированные источники питания также содержат импульсные трансформаторы с низким значением проходной емкости для повышения помехозащищенности.

Для быстрой реакции на аварийное состояние необходимо анализировать непосредственно ток силового кристалла. Это – главная задача управляющего драйвера. Время анализа режима перегрузки силового транзистора при прямом измерении может составлять единицы наносекунд. Мониторинг тока вне кристалла, например, на выходе силового преобразователя, значительно увеличивает время реакции. В современных IPM применяется сочетание «быстрого» и «медленного» мониторинга режима перегрузки. Ток силового транзистора может измеряться с помощью токоизмерительного шунта, трансформатора тока или посредством измерения напряжения насыщения коллектор -эмиттер Uce(on). Резистивные шунты используются в маломощных преобразователях, поскольку ток нагрузки создает на них значительные потери мощности. Эта проблема частично решается при применении транзисторов, имеющих специальные токоизмерительные выводы. Кроме того, большим недостатком шунтов является неизбежное наличие у них распределенной индуктивности, что искажает результаты измерения, особенно при больших скоростях изменения тока. Применение трансформаторов тока позволяет получить более высокую помехозащищенность, чем при использовании шунтов, и, кроме того, обеспечивает гальваническую изоляцию измерительного сигнала. Дополнительный токоизмерительный эмиттер в IGBT формирует так называемое «токовое зеркало» и позволяет осуществлять измерение тока с помощью маломощных измерительных резисторов. При нулевом сопротивлении шунта, т. е. когда эмиттеры соединены между собой, соотношение токов в силовом и измерительном эмиттере определяется отношением объемных сопротивлений эмиттеров. При увеличении номинала шунта происходит пропорциональное падение измеряемого тока за счет отрицательной обратной связи. Измерительный резистор с номиналом 1… 5 Ом обеспечивает достаточную точность и линейность измерения и не создает дополнительных потерь мощности.

Зависимость напряжения насыщения транзистора Uce.sat от тока коллектора /с позволяет использовать этот сигнал для защиты в аварийных режимах. Измерение напряжения насыщения требует минимального количества внешних элементов и не создает потерь мощности. Этот косвенный метод является наиболее используемым на практике для защиты транзисторов от перегрузки по току, благодаря своей простоте и надежности. Зависимость Uce.sat =/(%) для IGBT не является линейной в отличие от MOSFET, что затрудняет применение данного метода для измерения тока. Для мониторинга напряжения насыщения приходится использовать быстрый высоковольтный диод в цепи коллектора, что вносит некоторые искажения, обусловленные прямым падением напряжения на диоде. Кроме того, напряжение насыщения имеет отрицательный температурный коэффициент и зависит от напряжения на затворе. Измеренное напряжение насыщения открытого транзистора сравнивается с опорным напряжением с помощью компаратора. Если Uce.sat превышает пороговое значение, начинает работать схема защиты.

Для надежного включения транзистора необходимо отключать схему защиты на время его открывания. Дело в том, что после подачи отпирающего напряжения на затвор напряжение коллектор -эмиттер спадает с некоторой задержкой. Чтобы схема защиты не восприняла это состояние как перегрузку, а также для исключения ложных срабатываний, время анализа состояния неисправности обычно устанавливается в пределах 1…10 мкс. Схема защиты должна исключать выход параметров силового ключа за ограничения ОБР даже в аварийных режимах работы.

Ток к. з второго типа (рис. 6.7, б) ограничивается параметрами транзистора и нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью и напряжением питания Udc- Он создает динамическую перегрузку по току из-за увеличения напряжения на затворе, наведенного через емкость Миллера Ccg высоким значением dUceldt. Для снижения броска тока в этом случае необходимо ограничивать напряжение на затворе, непрерывно анализируя ток коллектора. Уменьшение напряжения затвор – эмиттер полезно и в случае перегрузки первого рода, поскольку при этом снижаются потери мощности на время анализа режима перегрузки и отключения транзистора.

Защита от перенапряжения. Активный способ ограничения перенапряжений основан на том, что энергия, накопленная в индуктивности шины L/f, сбрасывается непосредственно в силовой транзистор (рис. 6.8).

Для этого в цепи коллектор – затвор» (сток – затвор) устанавливается пороговый элемент Z, например, стабилитрон. При достижении напряжением заданного уровня стабилитрон начинает проводить ток iz, в результате чего силовой транзистор открывается. Диод Ds необходим для того, чтобы предотвратить протекание тока драйвера в цепь коллектора при открывании транзистора. Стабилитроны, установленные в цепи затвор – эмиттер предотвращают пробой затвора. Особенностью данного режима является работа транзистора в линейной зоне. При этом ток, протекающий в цепи коллектора, приводит к дополнительному нагреву транзистора, поскольку он не находится в режиме насыщения. Потери мощности создаются также током, протекающим через пороговый элемент. Естественно, чем выше на-

Простая схема, показанная на рис. 6.9, а, может быть использована только в устройствах с невысоким уровнем ограничения, например, низковольтных вторичных источниках питания. В вариантах 6.9, б ив используется свойство MOSFET/IGBT выдерживать без повреждения режим лавинного пробоя. Наиболее экономичной, надежной и пригодной для высоковольтных применений является схема 6.9, г.

Рис. 6.9. Типы пороговых элементов, осуществляющие

пряжение ограничения, тем выше мощность, рассеиваемая на нем. Выбор типа порогового элемента зависит от режимов работы схемы. Варианты схем, осуществляющих динамическое ограничение напряжения, приведены на рис. 6.9.

Приведенные пороговые элементы работают при напряжениях ограничения Ud до 750 В и плотностях тока iz, достигающих порядка 160 А/см .

Активное ограничение напряжения создает следующие особенности: простое схемное решение, позволяющее ограничивать перенапряжения независимо от причины их возникновения; силовой транзистор рассеивает энергию перенапряжения; не требуется применения снабберных цепей; уровень напряжения ограничения не зависит от рабочего напряжения; не требуется дополнительный источник напряжения. Основным способом ограничения скорости переключения силового транзистора di/dt, du/dt и, соответственно, снижения индуцированных при переключении перенапряжений, является динамическое управление током затвора. Наибольшие уровни перенапряжения возникают при выключении транзисторов в режиме к. з., так как скорость изменения тока di/dt при этом максимальна. Наиболее оптимальными с точки зрения минимизации потерь и уровней перенапряжения являются схемы, осуществляющие управление током затвора в зависимости от du/dt. Защищать от перенапряжения необходимо не только силовые выводы ключей, но и управляющую цепь затвора, так как перенапряжение, возникающее на коллекторе, неизбежно будет воздействовать на затвор через емкость Миллера. Драйверы имеют схему защиты от падения напряжения управления UVLO. Она необходима для предотвращения линейного режима работы транзистора и обычно имеет уровень срабатывания 8… 11 В. Схема контроля UVLO следит за всеми напряжениями, которые подаются на модуль или вырабатываются встроенным конвертором DC/DC. При уменьшении любого из них ниже заданного порога отключаются силовые транзисторы и выдается сигнал неисправности. Для сброса сигнала неисправности необходимо, чтобы исчезла причина, вызвавшая неисправность, и все логические входы модуля находились в состоянии логического нуля в течение времени treset.

В качестве примера на рис. 6.10 показана схема подключения драйвера МС33153 с использованием его для защиты по напряжению насыщения.

В качестве примера на рис. 6.11 показана схема подключения драйвера МС33153 с использованием его для защиты по току.

Рис. 6.11. Защита по току эмиттера

В обеих схемах использованы оптопары для гальванической развязки сигнала управления и сигнала ошибки.

Источник: Беляев В. П., Шуляк Р. И., «Электронные устройства полиграфического оборудования», Белорусский государственный Технологический университет, Минск, 2011 г.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты