ФИЛЬТРЫ НА МИКРОСХЕМАХ ОУ

May 21, 2014 by admin Комментировать »

Фильтры предназначены для избирательного выделения полезного сигнала из смеси шумов, помех и самого сигнала. Фильтры характеризуются полосой пропускания, резонансной частотой, эффективностью выделения/ослабле- ния полезного/мешающего сигнала.

Фильтры являются одними из самых распространенных и значимых узлов радиоэлектронной аппаратуры. Они позволяют:

♦    выделить необходимую пользователю информацию из зашумленного сигнала;

♦    отфильтровать и подавить ненужные и паразитные частоты и полосы частот;

♦      улучшить соотношение сигнал/шум;

♦      повысить качество сигнала.

По назначению известны фильтры:

♦      высоких (верхних) частот;

♦      низких (нижних) частот;

♦      полосовые;

♦      узкополосные;

♦      широкополосные;

♦      режекторные (заграждающие) и пр.

ОУ [38.1—38.3].

На рис. 38.1 приведена типовая схема активного фильтра низких частот и ему соответствующая АЧХ.

Рис. 38.7. Схема активного фильтра низких частот и его амплитудно-частотная характеристика

Рассмотрим основные типы фильтров, выполненных с применением

Как известно, коэффициент передачи ОУ, включенного по схеме, рис. 38.2, определяется как 1+R3/R4. Для реализации типового фильтра нижних частот необходимо выполнение условий:

Рис. 38.2. Пример практической реализации активного фильтра низких частот

С1=С2=С, R1=R2,Тогда

частоту среза фильтра можно определить из приближенного соотношения: ДГц]=10/С[мкФ], рис. 38.3. Аналогичный вывод можно получить для расчета фильтра высоких частот.

Puc. 38.3. Амплитудно-частотная характеристика фильтра низких частот,

рис. 38.2, при С1=С2:

1 — 7 мкФ; 2 — 0,1 мкФ; 3 — 0,01 мкФ; 4 — 0,001 мкФ

Несколько усложнив схему фильтра, рис. 38.1, добавив всего лишь дополнительное RC-звено, можно заметно повысить его эффективность. Схемная реализация этой модернизации представлена на рис. 38.4 и рис. 38.5.

Для создания активного фильтра высоких частот достаточно поменять местами в фильтре низких частот, представленного, например, на рис. 38.1, резисторы и конденсаторы. Получатся схемные решения, представленные на рис. 38.6—38.8.

Рис. 38.4. Схема фильтра низких частот на микросхеме AD820

Рис. 38.5. Амплитудно-частотная характеристика фильтра низких частот DA 1 UA741C,

рис. 38.4, при С1=С2=СЗ:

1 — 0,22 мкФ; 2 — 0,022 мкФ; 3 — 0,0022 мкФ

Рис. 38.6. Схема активного фильтра высоких частот и его амплитудно-частотная характеристика

Соединив последовательно фильтр нижних и верхних частот, можно получить полосовой фильтр, схема которого представлена на рис. 38.9.

Рис. 38.7. Пример практической реализации активного фильтра высоких частот

Рис. 38.8. Амплитудно-частотная характеристика фильтра высоких частот, рис. 38.7, приС1=С2:

1 — 7 мкФ; 2 — 0,1 мкФ; 3 — 0,01 мкФ; 4 — 0,001 мкФ

Примечание.

На практике следует учитывать влияние одного фильтра на другой, поэтому выходная характеристика двух последовательно включенных устройств не будет представлять собой простой продукт перемножения двух передаточных характеристик. Следовательно, необходимо исключить взаимовлияние звеньев фильтра друг на друга, разделив их повторителем напряжения или, по меньшей мере, резистором в ущерб коэффициенту передачи.

Для построения избирательных фильтров зачастую используют RC-фазосдвигающие цепочки. Известно достаточно много комбинаций включения RC-элементов для реализации их избирательных свойств. Так, например, для создания двойного Т-моста достаточно включение однородных дифференцирующих и интегрирующих RC-цепочек по схеме рис. 38.10.

Рис. 38. ТО. Строение двойного Т-моста из однородных дифференцирующих и интегрирующих RC-цепочек

Как следует из схемы (рис. 38.10), для достижения максимальной эффективности работы фильтра на основе двойного Т-моста необходимо выполнение условий, приведенных на рис. 38.11 и в схемах практической реализации режекторных фильтров (рис. 38.12).

Рис. 38.9. Схема активного полосового фильтра и его амплитудно-частотная характеристика

Примечание.

Отклонение номиналов прецизионных элементов фильтров от рекомендованных (расчетных) значений не должно превышать 7 %. Отметим, что для построения фильтра можно использовать ‘прецизионные элементы (конденсаторы, резисторы) равного номинала, включенные для получения значений R/2 и 2С параллельно.

Рис. 38.11. Схема режекторного фильтра на основе двойного Т-моста

Рис. 38.12. Практическая схема режекторного фильтра на основе двойного Т-моста. С1=С2=С. СЗ=2С

АЧХ режекторного фильтра (схема на рис. 38.12), полученные при варьировании емкостей двойного Т-моста, приведены на рис. 38.13.

Рис. 38.13. Амплитудно-частотная характеристика режекторного фильтра, рис. 38.12, при С:

1 — 1 мкФ; 2 — 0,1 мкФ; 3 — 0,01 мкФ; 4 — 0,001 мкФ

Другим не менее известным и поэтому наиболее распространенным видом RC-фильтров являются фильтры на основе моста Вина- Робинсона, схемы которых представлены на рис. 38.14 и рис. 38.15. Этот мост представляет собой цепочку параллельно и последовательно включенных резисторов и конденсаторов равного номинала и имеет вход и выход.

Как следует из сопоставления фильтров на основе Т-моста и моста Вина-Робинсона, последний содержит меньшее количество прецизионных и, следовательно, дорогостоящих и громоздких конденсаторов. Кроме того, для сопоставимых условий эффективность фильтров на

Рис. 38.14. Схема режекторного фильтра на основе моста Вина-Робинсона

Рис. 38.15. Практическая схема режекторного фильтра на основе моста Вина-Робинсона

Рис. 38.16. Амплитудно-частотная характеристика фильтра на основе моста Вина-Робинсона, рис. 38.15, при С:

Ί — 1 мкФ; 2 — 0,1 мкФ; 3 — 0,01 мкФ; 4 — 0,001 мкФ

основе моста Вина-Робинсона, рис. 38.13 и рис. 38.16, несколько выше.

Полосовой фильтр, схема которого приведена на рис. 38.17, несмотря на его простоту, трудоемок в настройке, поскольку требует последовательной регулировки элементов.

Полосовой фильтр (рис. 38.18) выполнен на ОУ, в цепь отрицательной обратной связи которого включен двойной Т-мост, рассмотренный выше. Центральную частоту пропускания фильтра можно определить из

выражения:где/— в Гц;

R — в Ом; С — в мкФ.

Рис. 38.17. Схема полосового фильтра

Рис. 38.19. Схема полосового фильтра на основе двойного Т-моста

АЧХ фильтров, рис. 38.17 и рис. 38.18, для идеально подобранных RC-элементов показаны на рис. 38.19 и рис. 38.20.

Рис. 38.19. Амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра на DA1 UA741C, рис 38.17, при R2=R3= ЮкОм; С:

1 — W мкФ; 2 — 1,0 мкФ; 3 — 0,1 мкФ; 4 — 0,01 мкФ

Рис. 38.20. Амплитудно-частотная характеристика фильтра на основе двойного Т-моста DA 1 UA741C, рис. 38.18, при R=10kOm; С: 1 — 10 мкФ; 2 — 1,0 мкФ; 3 — 0,1 мкФ; 4 — 0,01 мкФ

Режекторный фильтр, предложенный Р. А. Пизом (R. A. Pease), рис. 38.21 [38.4], обладает рядом уникальных свойств:

♦      во-первых, он исключительно прост;

♦    во-вторых, управление его резонансной частотой осуществляется одним лишь потенциометром R2;

♦    в-третьих, коэффициент его передачи практически не зависит от величины сопротивления этого потенциометра.

Рис. 38.21. Схема перестраиваемого режекторного фильтра

Коэффициент передачи фильтра на резонансной частоте определяется как R3/2R1.

Частоту резонанса fn можно определить из

выражения:

Рис. 38.22. Амплитудно-частотная характеристика перестраиваемого режекторного

фильтра, рис. 38.21, при R2:

1 — 10,0 кОм; 2 — 3,0 кОм; 3 — 1,0 кОм; 4 — 0,3 кОм; 5 — 0,1 кОм; 6 — 0,03 кОм

С1=С2=С. Ширина полосы режекции А/ равна Последовательно с потенциометром R2 рекомендуется установить резистор сопротивлением 20—30 Ом, иначе в крайнем положении движка потенциометра произойдет короткое замыкание сигнальных цепей на общий провод.

АЧХ режекторного фильтра при использовании указанных на рис. 38.21 номиналах и варьировании величины R2 приведены на рис. 38.22.

Рис. 38.23. Схема модифицированного режекторного фильтра

Несколько модифицировав схему Р. А. Пиза, а именно, заменив конденсаторы на индуктивности, получим видоизмененную схему режекторного фильтра, представленную на рис. 38.23.

Рис. 38.24. Амплитудно-частотная характеристика перестраиваемого режекторного фильтра, рис. 38.23 (L1=L2=20 мГч), при R2:

1 — 0,03 кОм; 2 — 0,1 кОм; 3 — 0,3 кОм; 4 — 1,0 кОм; 5 — 3,0 кОм; 6 — 10,0 кОм

АЧХ модернизированного режекторного фильтра при регулировке потенциометра R2 приведена на рис. 38.24.

Резонансный узкополосный фильтр на основе ОУ может быть реализован при включении LC-контура, например, в цепь отрицательной обратной связи усилителя (рис. 38.25). Положение максимума резонансной кривой /ре,., кГц, определяется по формуле, где L1 —

в мГн, С — в мкФ (рис. 38.26). Предельный коэффициент передачи на этой частоте примерно равен

Рис. 38.25. Схема LC-фильтра на ОУ

Рис. 38.26. Амплитудно-частотная характеристика LC-фильтра на ОУ, рис. 38.25, при О: 1 — 0,25 мкФ; 2 — 0,1 мкФ; 3 — 0,05 мкФ; 4 — 0,025 мкФ; 5 — 0,0125 мкФ

Регулировать полосу LC-фильтра, выполненного по схеме, представленной на рис. 38.25, можно за счет введения дополнительной резистивной цепочки (рис. 38.27). В качестве резистора R5 можно использовать потенциометр. ЛЧХ этого фильтра при варьировании номинала резистора R5 приведены на рис. 38.28.

Альтернативный способ регулировки полосы пропускания LC-фильтра, точнее говоря, формы крыльев полосы пропускания, может быть реализован при использовании схемы, представленной на рис. 38.29, а ее АЧХ — на рис. 38.30.

Рис. 38.27. Схема LC-фильтра на ОУ с регулируемой полосой пропускания

Рис. 38.28. Амплитудно-частотная характеристика LC-фильтра на ОУ, рис. 38.27, при R5: 7 — 50 кОм; 2 — 33 кОм; 3 — 22 кОм; 4 — 10 кОм; 5 — 5 кОм; 6 — 0 кОм

В порядке сопоставления рассмотрим далее фильтр на основе так называемого гиратора — устройства, имитирующего катушку индуктивности.

Определение.

Гиратор — электронное устройство, в котором совокупность RC-элементов и операционного усилителя схемотехническим путем преобразована в эквивалентную LR-схему, что позволяет имитировать таким образом катушку индуктивности.

Рис. 38.29. Вариант схемы LC-фильтра на ОУ с регулируемой полосой пропускания

Рис. 38.30. Амплитудно-частотная характеристика LC-фильтра на ОУ, рис. 38.29, при R2: 1 — 2,0 кОм; 2 –1,0 кОм; 3 — 0,5 кОм; 4 — 0,3 кОм; 5 — 0,2 кОм; 6 — 0,1 кОм; 7 — 0 кОм

Возможно и обратное преобразование — при использовании катушки индуктивности имитировать несуществующую емкость. Однако такого рода преобразования на практике невыгодны, поскольку геометрические размеры индуктивных элементов и их стоимость намного превосходит размеры и стоимость конденсаторов.

Гираторы обычно используют при создании безиндуктивных низкочастотных фильтров, а также генераторов. За счет миниатюрности элементов, составляющих электрическую схему гиратора, последние могут легко быть размещены в корпусе интегральной микросхемы.

Рис. 3831, Схема гираторного фильтра

Рис. 38.32. Амплитудно-частотная характеристика гираторного фильтра, рис. 38.31, DA 1 =DA2=UA741C при напряжении питания ±158, при С:

7 — 7,5 мкФ; 2 — 0,15 мкФ; 3 — 0,015 мкФ; 4 — 0,0015 мкФ

Гираторный фильтр представлен на рис. 38.31. Он выполнен на основе двух микросхем, одна из которых (DA2) задействована в схеме гиратора. Помимо микросхемы DA2 в состав гиратора входят R4, R5 и С1. Эту совокупность элементов можно заменить катушкой индуктивности, что не всегда оправдано, особенно в области низких частот, для которых габариты и иные характеристики катушки индуктивности малоприемлемы для создания портативной радиоэлектронной аппаратуры.

АЧХ гираторного фильтра при варьировании емкости конденсатора С приведены на рис. 38.32. Как и для LC фильтров, изменение его резонансной частоты пропорционально квадратному корню из величины емкости или индуктивности колебательного контура.

Биквадратный активный фильтр на микросхемах К1464УД1 (рис. 38.33), состоит из трех устройств [38.5]:

♦ входного фильтра нижних частот — микросхема DA1.1;

♦  выходного усилителя (DA 1.2);

Рис. 38.33. Схема активного частотного фильтра

♦    фильтра в цепи обратной связи (DA2.1).

Фильтр сохраняет неизменную ширину полосы пропускания при перестройке. Соотношения при расчете фильтра: С1=С2=Ю//0; R2=R5=/0/6,28Cl; Rl=R3/Kno, где Кп0 — коэффициент передачи на центральной частоте пропускания (С — в мкФ, R — в Ом, частота — в Гц).

Например, для^=1000 Гц С1=С2=0,01 мкФ, Rl=82 кОм, R2=R5=16 кОм, R3=820 кОм. Напряжение питания фильтра — 5 В.

Двухзвенный фильтр нижних частот с «эллиптической» АЧХ (Золотарева-Кауэра) [38.6] приведен на рис. 38.34. При указанных на схеме номиналах этот фильтр обеспечивает высокую крутизну спада при частотах выше 3400 Гц (верхняя частота пропускания сигналов для телефонии и радиосвязи). Фильтр имеет «волнистую» АЧХ в полосе пропускания. При частоте 4 кГц АЧХ спадает до —62 дБ, затем наблюдается подъем до 21 дБ на частоте 4,6 кГц и последующий спад до —40 дБ на частоте 18 кГц.

Рис. 3834. Схема фильтра нижних частот с «эллиптической» АЧХ

Для выделения частот свыше 300 Гц (нижняя граница пропускания сигналов для телефонии и радиосвязи) может быть использован двухзвенный фильтр высоких частот [38.6], представленный на рис. 38.35. Фильтр имеет монотонно спадающую АЧХ на частотах ниже 300 Гц, затухание на частоте 50 Гц достигает 70 дБ.

Рис. 38.35. Схема двухзвенного фильтра высоких частот (свыше 300 Гц)

Комбинированный фильтр на основе однотипных ОУ общего назначения, позволяющий раздельно выделить частоты выше или ниже 1 кГц, а также полосу частот с центральной частотой 1 кГц при добротности 50, приведен на рис. 38.36. Коэффициент передачи на выходе полосового фильтра в максимуме составляет 40 дБ.

Рис. 38.36. Схема комбинированного фильтра полосового, верхних и нижних частот

Перестраиваемый активный фильтр второго порядка (рис. 38.37)

способен разделять входной сигнал на область верхних (ВЧ), нижних (НЧ) и промежуточных (ПП) частот [38.7, 38.8]. Переключение конденсаторов фильтра и, соответственно, перестройка рабочей частоты в полосе 7,3—1720 Гц осуществляется при помощи аналоговых коммутаторов (микросхема DA4), управляемых внешним сигналом UBXynp.

Коэффициент передачи в области промежуточных частот — 32 дБ. Эквивалентная добротность фильтра на «резонансной» частоте невелика и не превышает 15. Перестройка фильтра осуществляется изменением частоты сигнала управления. Скважность входных управляющих сигналов прямоугольной формы должна быть равной двум. В устройстве использованы прецизионные элементы, определяющие качество фильтра.

Фильтры па коммутируемых (переключаемых) конденсаторах нельзя отнести к простым устройствам.

За последние полувека были разработаны специализированные микросхемы фильтров на переключаемых конденсаторах [38.9], в том числе с программированием от микропроцессора. Технические данные некоторых из таких микросхем фирмы MAXIM приведены в табл. 38.1—

38.6   [38.10].

Определение.

Фильтры на переключаемых конденсаторах— класс электронных устройств дискретно-аналоговой обработки сигналов, обычно с использованием RC-частотозадающих элементов, переключая которые по заданному алгоритму удается менять частоту среза фильтра.

Рис. 38.37. Схема перестраиваемого универсального трехполосного активного фильтра с коммутируемыми конденсаторами

Примечание.

Иногда фильтры на переключаемых конденсаторах называют синхронными фильтрами.

Универсальные фильтры 4-го порядка на переключаемых конденсаторах

с программированием от микропроцессора или с помощью выводов/резисторов:

корпус DIP, WideSO; 2 элемента в корпусе                                                                  Таблица 38.1

Микросхема

Частоты среза, от…до

Напряжение питания

Гц

кГц

MAX260

0,01

7,5

±5 В

МАХ261

0,40

57

±5 В (5 В)

МАХ262

1

140

±5 В (5 В)

Таблица 38.1 (продолжение)

Микросхема

Частоты среза, от…до

Напряжение питания

Гц

кГц

МАХ263

0,40

57

±5 В (5 В)

МАХ264

1

140

±58(5 8)

МАХ265

0,40

57

±5 8(5 8)

МАХ266

1

140

±5 8(5 8)

МАХ267

0,40

57

±58(5 8)

МАХ268

1

140

±5 8(5 8)

Полосовые линейные фильтры 2-го(*4-го;**8-го) порядка

с программ ированием: корпус DIP, WideSO; 2(**4) элемента в корпусе            Таблица 38.2

Микросхема

Частоты среза, от…до

Напряжение питания

Гц

кГц

МАХ270

1000

25

±5 8(5 8)

МАХ271

2000

25

±58(5 8)

МАХ274**

100

150

±58(5 8)

МАХ275*

100

300

±5 8 (5 8)

Фильтры НЧ 5-го порядка на переключаемых конденсаторах:

корпус DIP, SO; 1 элемент в корпусе                                                                         Таблица 38.3

Микросхема

Частоты среза, от…до

Напряжение питания

Гц

кГц

МАХ280

0

20

±58(5 8)

МАХ281

0

20

±5 8(5 8)

Перестраиваемые фильтры 8-го порядка на переключаемых конденсаторах:

корпус DIP, SO; 1 элемент в корпусе                                                                         Таблица 38.4

Микросхема

Частоты среза, от…до

Напряжение

питания

Гц

кГц

ΜΑΧ29Ί

0,1

25

±5 8(5 8)

, МАХ292

0,1

25

±5 8(5 8)

МАХ293

0,1

25

±5 8 (5 8)

МАХ294

0,1

25

±5 8 (5 8)

МАХ295

0,1

50

±58(5 8)

МАХ296

0,1

50

±5 8 (5 8)

МАХ297

0,1

50

±5 8 (5 8)

МАХ7400

1

10

±5 8(5 8)

МАХ7401

1

5

±5 8(5 8)

МАХ7403

1

10

±5 8 (5 8)

МАХ7404

1

10

38

МАХ7405

1

5

38

МАХ7407

1

10

38

МАХ7480

1

2

58

Перестраиваемые фильтры 5-го порядка на переключаемых конденсаторах:

корпус DIP, тМАХ,: I элемент в корпусе                                                                   Таблица 38.5

Микросхема

Частоты среза, от..до

Напряжение питания

Гц

кГц

МАХ7408

1

15

5 В

МАХ7409

1

15

5 В

MAX74W

1

15

5 В

ΜΑΧ74Ί7

1

15

5 В

МАХ7412

1

15

5 В

МАХ7413

1

15

3 В

МАХ7414

1

15

3 В

МАХ7415

1

15

3 В

МАХ7426

0.001

9

5 В

МАХ7427

0.001

12

3 В

Перестраиваемые фильтры 5-го порядка на переключаемых конденсаторах:

корпус тМАХ: 1 элемент в корпусе                                                                           Таблица 38.6

Микросхема

Частоты среза, от.до

Напряжение питания

Гц

кГц

ΜΑΧ74Ί8

0,001

30

5 В

МАХ7419

0,001

30

5 В

МАХ7420

0,001

30

5 В

МАХ7421

0,001

30

5 В

МАХ7422

0,001

45

38

МАХ7423

0,001

45

38

МАХ7424

0,001

45

38

МАХ7425

0,001

45

38

Примечание.

Отечественная микросхема фильтра на переключаемых конденсаторах получила наименование 1478ФН1У (аналог МАХ297). Это эллиптический фильтр нижних частот 8-го порядка (фильтр Кауэра) с возможностью установки частоты среза от 1 Гцдо 30 кГц,

Микросхема 1172ФП1 (аналог MF-10 фирмы NS) — фильтр до 35 кГц на переключаемых конденсаторах; 1172ФП1А (аналог LMF-100 фирмы NS) — фильтр до 100 кГц.

Для разделения сигналов по частоте обычно используют многополосные RC- или LC-фильтры. Такие фильтры содержат большое количество элементов, требующих индивидуальной регулировки. Схема простого двенадцатиканального квазифильтрового устройства клапанного типа приведена на рис. 38.38 [38.11,38.12].

Формирователь прямоугольных управляющих импульсов выполнен на компараторе DAI К554САЗ. С выхода компаратора сигнал поступает на преобразователь «частота/напряжение» (СЗ, С4, VD1, VD2, R9). Сигнал,

Рис. 38.38. Схема двенадцатиканального квазифильтра

напряжение которого пропорционально частоте входного сигнала, поступает на вход управления линейной LED-шкалой (вывод 17) микросхемы DA2 A277D (аналоги — UAA180, К1003ПП1, UL1980N). Сигналы, снимаемые с микросхемы DA2, через инверторы DD1, DD2 К561ЛН2 управляют включением 12-и аналоговых ключей — микросхемы DA3—DA5 К561КТЗ.

Порог срабатывания компаратора DA1 устанавливают потенциометром R4. Максимальная чувствительность включения компаратора составляет 10 мВ. Светодиод HL1 индицирует наличие надпорогового сигнала. Потенциометром R7 устанавливают верхний предел реакции микросхемы управления LED-шкалой DA2 на величину управляющего напряжения — от 1 до 6 В; потенциометром R10 — нижний предел — от О до 5 В; стабилитрон VD4 защищает управляющие входы микросхемы DA2 от перенапряжений, одновременно стабилизируя управляющие напряжения.

Диоды VD5, VD6 автоматически обеспечивает минимальную разность между верхним и нижним уровнями управляющих напряжений на выводах 3 и 16 микросхемы DA2 в 1 В. Диод VD3 защищает цепь управления LED-шкалой от перенапряжения. Резисторы R11—R22 предназначены для согласования уровня сигналов, снимаемых с выходов микросхемы DA2, с уровнями КМОП-логики.

Если на вход устройства поступает надпороговый аналоговый (или цифровой) сигнал, то с увеличением его частоты произойдет плавное поочередное или одновременно-групповое переключение каналов индикации (светодиоды HL2—HL13). Одновременно управляющие сигналы с выходов микросхемы DA2 через КМОП-инверторы DD1, DD2 поступят на управляющие входы аналоговых КМОП-ключей (микросхемы DA3— DA5).

Полоса пропускания каждого из каналов при установке на управляющих входах 3 и 16 микросхемы DA2 максимального и минимального уровней 6 и О Б, соответственно, составят для первых шести каналов 400 Гцу для остальных — 760 Гц. Таким образом, первый канал пропустит сигналы частотой ниже 400 Гц, второй — в полосе 400—800 Гц,… последний, 12-й канал пропускает частоты свыше 6 кГц.

Примечание.

Регулировкой потенциометров R7 и R10 можно плавно изменять ширину и границы частотных каналов.

Светодиоды HL2—HL13 динамически индицируют номер задействованного канала управления.

Устройство потребляет 60л*А при напряжении питания 15 Б и одном све гящемся светодиоде.

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. — СПб.: Наука и Техника, 2013. —352 с.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты