Схемотехника микросхем импульсных стабилизаторов напряжения – Полупроводниковая силовая электроника

April 6, 2015 by admin Комментировать »

Схемотехника и особенности применения отечественных микросхем для источников питания достаточно широко освещены в литературе [19, 21, 23, 25, 26]. Описание особенностей работы импульсных источников питания также можно найти в специальной литературе, например, [15, 18]. Как известно, в импульсных источниках питания входное нестабилизированное напряжение преобразуется в достаточно высокочастотное (более 20 кГц). При этом, чтобы получить требуемый уровень стабилизации, необходимо провести регулирование коэффициента заполнения импульсного напряжения и затем осуществить процесс выпрямления, что и обеспечивает стабильное постоянное выходное напряжение источника питания. В понижающих импульсных стабилизаторах значение выходного напряжения (£/вых) всегда ниже входного (ί/χ) и определяется простым выражением [26, 61]:

I

где t — время открытого состояния выходного ключевого транзистора; Т— период следования импульсов.

Коэффициент полезного действия (КПД) преобразования таких микросхем достаточно высокий — 70—95%, поскольку их входная цепь «развязана» с выходной по постоянному току.

Как известно, импульсные стабилизаторы напряжения могут работать с использованием как релейного (гистерезисного) способа преобразования, так и путем широтно-импульсной модуляции (ШИМ) (с регулированием по напряжению или по току) [27].

На рис. 3.31 приведена структурная схема релейного импульсного понижающего стабилизатора напряжения, построенная на основе микросхемы IL34063, которая может применяться в понижающих, повышающих и инвертирующих импульсных стабилизаторах.

Здесь рабочая частота колебаний задается выбором соответствующих численных значений емкости конденсатора СЗ и сопротивления резистора R1. Кроме того, рабочая частота стабилизатора повышается с ростом входного напряжения, поскольку при этом увеличивается скорость нарастания тока в индуктивности L1. Когда напряжение на выводе 5 цепи обратной связи достигает значения, равного значению опорного напряжения, компаратор через логический элемент и триггер закрывает выходной каскад и прерывает прохождение импульсов на выход 2 микросхемы. Стабилизатор работает в режиме генерации пакетов импульсов, т.е. когда величина напряжения на выводе 5 больше величины опорного напряжения 1,25 В, на выходе присутствуют импульсы, а когда ниже — импульсы отсутствуют. Наличие пульсаций на входе обратной связи — обязательное условие нормальной работы импульсного гистерезисного стабилизатора. Так, на выходе представленного на рис. 3.31 понижающего стабилизатора значение пульсаций напряжения составляет 120 мВ. Для того чтобы его уменьшить до 40 мВ, к выходу стабилизатора дополнительно подключается фильтр L2, С4. КПД такого стабилизатора составляет -80%.

Рис. 3.31. Структурная схема релейного импульсного стабилизатора напряжения с микросхемой IL34063, где: С1 — конденсатор электролитический емкостью 100 мкФ ± 10%; С2 — конденсатор емкостью 470 пФ ± 10%; СЗ — конденсатор электролитический емкостью 470 мкФ ± 10%; С4 — конденсатор электролитический емкостью 100 мкФ ± 10%; R1 — резистор сопротивлением 0,33 Ом ± 5%; R2 — резистор сопротивлением 1,2 кОм ± 5%; R3 — резистор сопротивлением 3,6 кОм ± 5%; L1 — индуктивность 220 мкГн; L2 — индуктивность 1,0 мкГн; VD1 — диод

Максимальное численное значение величины выходного тока микросхемы импульсного стабилизатора напряжения IL34063 составляет от 0,8 до 1,5 А.

Как известно [27], более качественные характеристики имеют импульсные стабилизаторы, использующие метод широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Их рабочая частота, как правило, постоянна, что позволяет оптимизировать параметры индуктивности и емкости выходного фильтра и упрощает решение задачи фильтрации помех. Численные значения пульсаций выходного напряжения таких стабилизаторов значительно меньше, чем в релейных. Недостаток ШИМ-стабилизаторов с управлением по напряжению — реакция на скачкообразное изменение тока нагрузки или входного напряжения. Для обеспечения их устойчивости обязательно использование частотной коррекции в цепи отрицательной обратной связи.

Более совершенные динамические характеристики по сравнению со стабилизаторами с управлением по напряжению имеют ШИМ-стабилизаторы с управлением по току. Они же обладают и лучшей устойчивостью. В дополнение к цепи отрицательной обратной связи по напряжению их структурная схема включает и быстродействующую цепь обратной связи по току. Как правило, сигнал обратной связи по току поступает отдатчика тока выходного ключа, выделяется на токоизмерительном резисторе и суммируется с сигналом обратной связи по напряжению.

В отечественном серийном производстве выпускается широкий спектр микросхем для понижающих импульсных стабилизаторов с ШИМ-регулированием — IL2576, IL2596,1L1501, ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412 и ΙΖ2307. Рассмотрим более подробно схемотехнику и особенности применения этих наиболее распространенных ИМС.

Так, микросхемы IL2576, IL2596, IL1501 предназначены для импульсных стабилизаторов напряжения с фиксированным выходным напряжением 3,3; 5,0 и 12 В, а также для стабилизаторов с регулируемым внешним резистивным делителем на напряжение в диапазоне 1,2—37 В. Их выходной ток достигает 3 А. Рабочая частота фиксирована и составляет 52 кГц для IL2576 и 150 кГц для IL2596 и IL1501.

Рассмотрим более детально работу импульсного стабилизатора, построенного на основе микросхемы IL1501 (рис. 3.32, 3.33). Микросхема имеет встроенный источник опорного напряжения, примерно равного ширине запрещенной зоны полупроводника — 1,235 В. Опорное напряжение подается на неинвертирующий вход усилителя ошибки А1, на инвертирующий вход усилителя через резистивный делитель R1/R2 подается часть выходного напряжения. Усиленная разность напряжений через блок частотной компенсации поступает на инвертирующий вход ШИМ-компаратора А2. На его неинвертирующий вход подается пилообразное напряжение внутреннего генератора на частоту 150 кГц. Ширина импульса на выходе ШИМ-компаратора тем больше, чем меньше напряжение на выходе стабилизатора, причем коэффициент заполнения может регулироваться от 0 до 100%. Рассмотренная цепь обеспечивает регулирование по напряжению.

Рис. 3.32. Функциональная схема микросхемы IL1501, где: А1 — усилитель; А2—А4 – компараторы; G1 – источник постоянного напряжения 200 мВ; G2 – источник постоянного напряжения 220 мВ; Rl — R3 — резисторы; VT1, VT2 — транзисторы

В микросхеме предусмотрена защита от превышения рабочего тока выходного транзистора и критической температуры кристалла. При превышении тока резистора R3 компаратор АЗ автоматически выключает внутренний генератор, а компаратор А4 — драйвер выходного транзистора. В результате транзистор отключается, и на выходе импульсы отсутствуют. При превышении температуры кристалла Т > 150 °С срабатывает встроенный блок температурной защиты и блокируется прохождение импульсов на выходной транзистор. Микросхема также имеет вход управления SD с ТТЛ уровнями управляющего напряжения. Подача на этот вход напряжения меньше 0,6 В разрешает работу стабилизатора, выше 2,0 В — блокирует его работу. В рабочем состоянии типовое значение тока потребления составляет 5 мА, в режиме сброса — 150 мкА.

Рис. 3.33. Блок-схема импульсного стабилизатора напряжения с микросхемой IL1501, где: Cl, С2 — конденсаторы электролитические; L1 — катушка индуктивности; VD1 — диод Шоттки 1Ν5825

Отечественные микросхемы ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412, ΙΖ2307 — это регуляторы с управлением по току. Предназначены они для проектирования энергосберегающих импульсных стабилизаторов напряжения с регулируемым выходным внешним резистивным делителем напряжения от 1,2 до 21 В (ΙΖ1583 и ΙΖ1591), от 0,92 до 16 В (ΙΖ1412) и от 0,925 до 20 В (ΙΖ2307). Значение выходного тока у ΙΖ1583 и 1Ζ2307 достигает величины 3 А и 2 А, соответственно, у ΙΖ1591 и ΙΖ1412. Рабочая частота этих микросхем фиксирована и составляет 330—385 кГц.

В микросхеме ΙΖ2307 (рис. 3.34), кроме того, предусмотрена возможность синхронного выпрямления — вместо внешнего выпрямляющего диода Шоттки используется внутренний МОП-транзистор, падение напряжения которого во включенном состоянии меньше, чем у открытого диода Шоттки. Пониженное значение опорного напряжения (0,92—0,925 В) у ΙΖ1412, ΙΖ2307 и синхронное выпрямление у ΙΖ2307 позволяют создавать на их основе импульсные стабилизаторы с высоким КПД. Это особенно важно для источников питания с низким выходным напряжением.

На рис. 3.35 представлена блок-схема малогабаритного энергосберегающего импульсного стабилизатора напряжения, построенного на базе микросхемы ΙΖ2307.

Как видно из этого рисунка, для построения стабилизатора требуется минимальное количество внешних дискретных элементов. Даже любой радиолюбитель легко может построить это энергосберегающее устройство для использования в бытовой аппаратуре.

Рис. 3.34. Функциональная схема микросхемы ΙΖ2307

Алгоритмы работы микросхем ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412 и ΙΖ2307 достаточно близки. Рассмотрим для примера работу стабилизатора, построенную на основе микросхемы ΙΖ1412 (рис. 3.36). Величина напряжения на выводе СОМР микросхемы всегда будет пропорциональна значению пикового тока индуктивности стабилизатора. В начале рабочего цикла микросхемы верхний транзистор VT4 закрыт, нижний транзистор VT5 открыт.

Значение напряжения на выводе СОМР выше, чем на выходе усилителя токового сигнала, и, следовательно, на выходе ШИМ-компаратора присутствует низкий уровень напряжения. Высокий уровень тактирующего сигнала внутреннего генератора переключает RS-триггер, выходы которого закрывают транзистор VT5 и открывают VT4. В индуктивности через транзистор VT4 начинает протекать ток от входного источника. Возрастающий ток индуктивности создает падение напряжения на резисторе R2, которое усиливается усилителем токового сигнала. Пилообразное напряжение внутреннего генератора суммируется с выходным напряжением усилителя токового сигнала и сравнивается ШИМ-компаратором с выходным напряжением усилителя ошибки.

Когда сумма напряжений усилителя токового сигнала и генератора пилообразного сигнала превышает напряжение на выводе СОМР, RS триггер переключается и транзисторы VT4 и VT5 возвращаются в исходное состояние. Суммирование значений выходного напряжения усилителя токового сигнала и генератора пилообразного сигнала приводит к тому, что к управлению по напряжению добавляется управление по току. Если суммарное напряжение меньше напряжения на выводе СОМР, то низкий уровень напряжения на выходе внутреннего генератора тактирующего сигнала «сбрасывает» RS-триггер. Выход усилителя ошибки усиливает разницу напряжений между входом обратной связи FB и опорным напряжением, равным 0,92 В.

Рис. 3.36. Функциональная схема микросхемы IZ1412

Если напряжение на входе FB меньше 0,92 В, напряжение на выводе СОМР увеличивается и наоборот. Таким образом, ширина импульса на выходе ШИМ- компаратора тем больше, чем меньше напряжение на выходе стабилизатора.

Выходное напряжение импульсного стабилизатора определяется резистивным делителем R3/R2 по формуле

где UFB = 0,92В — напряжение обратной связи на выводе FB.

Типовое значение R2 = 10 кОм. Частота работы микросхемы — 380 кГц. Однако в режиме короткого замыкания (t/FB = 0) частота уменьшается до 240 кГц.

Микросхема имеет вход управления EN, который работает следующим образом: если напряжение на нем меньше 0,4 В, то работа стабилизатора блокируется, а выше 3,0 В — его работа разрешается. В рабочем состоянии типовое значение тока потребления составляет 1,1 мА, в режиме сброса — всего 23 мкА. Необходимо отметить то, что низкие значения токов потребления достигнуты благодаря изготовлению микросхемы по совмещенной комбинированной БиКДМОП-технологии, позволяющей реализовать достоинства биполярных, пМОП, рМОП (КМОП) и высоковольтных ДМОП-транзисторов. Микросхема также имеет регулируемую подключаемую внешней емкостью к выводу SS функцию «мягкого старта», которая позволяет минимизировать ток потребления и исключить вероятность перегрузки выхода при старте микросхемы, что существенно повышает ее надежность.

На рис. 3.37 представлена блок-схема энергосберегающего импульсного стабилизатора напряжения, построенного на базе микросхемы IZ1412 и одиннадцати «внешних» по отношению к микросхеме дискретных элементов.

Как известно, характеристики импульсного стабилизатора напряжения определяются не только электрическими параметрами используемой микросхемы, но и параметрами схемы «обвязки» — емкостей, индуктивности, диода. На примере определения параметров «внешних» компонентов микросхемы IZ1412 покажем основные правила их выбора [28].

Так, индуктивность L1 обеспечивает постоянное численное значение тока в нагрузке даже при допустимых изменениях входного напряжения. Чем больше индуктивность, тем меньше будут пульсации тока и, как результат, меньше и пульсации выходного напряжения.

Однако существенное увеличение значения индуктивности приведет к увеличению габаритов стабилизатора, последовательного сопротивления и/или к уменьшению тока насыщения. Поэтому на практике рекомендуется применять следующее правило: пульсации тока в индуктивности Δ/L не должны превышать 30% максимального ограничения тока выходного ключевого транзистора (для IZ1412 это 3,4 А). Тогда значение индуктивности может быть рассчитано по формуле:

где fs = 380 кГц — рабочая частота микросхемы.

Индуктивность не будет насыщаться при достижении максимального тока. Максимальный ток индуктивности /Ыакс может быть рассчитан по формуле:

Выходной выпрямительный диод проводит ток индуктивности, когда верхний транзистор VT4 закрыт. Для повышения КПД импульсного стабилизатора рекомендуется использовать диод Шоттки, обратное пробивное напряжение которого больше, чем максимальное входное напряжение стабилизатора UBX МАКС, и максимальный ток больше тока нагрузки стабилизатора /вых.

Входное напряжение стабилизатора может изменяться, поэтому на входе необходим конденсатор С1. Лучше всего использовать керамический конденсатор, поскольку у него небольшое эквивалентное последовательное сопротивление Resr. Можно также применять электролитический или танталовый конденсатор с низким значением /?ESR. Действующее значение тока конденсатора С1 можно определить с помощью уравнения:

В худшем случае, когда UBX = 2 t/Bblx, /С1 = /вых/2. Необходимо выбирать конденсатор, диапазон токов которого превышает половину максимального тока нагрузки стабилизатора /вых. Пульсации входного напряжения Δί/ΒΧ определяются выражением:

В отличие от релейного стабилизатора, для работы импульсного стабилизатора с ШИМ-регулированием не требуется наличия пульсаций выходного напряжения. Значение пульсаций напряжения на выходе А1/вых определяется в основном типом используемого конденсатора и вычисляется по формуле:

Применять можно керамический, танталовый или электролитический конденсаторы с низким значением эквивалентного последовательного сопротивления Resr. Самые низкие значения Resr у керамических конденсаторов, поэтому для них выражение (3.19) упрощается:

При С6 = 22 мкФ, LI = 15 мкГн,/5 = 380 кГц, UBX = 5 В, UBb]X = 3,3 В значение пульсаций выходного напряжения составляет всего 2,9 мВ.

Значения эквивалентного последовательного сопротивления Resr у электролитических и танталовых конденсаторов больше, чем у керамических. Для них выражение (4.19) имеет следующий вид:

При С6 = 560 мкФ, Resr = 0,03 Ом (использован электролитический конденсатор с низким Resr), L\ = 15 мкГн,/5 = 380 кГц, UBX = 5 В, £/вых = 3,3 В значение пульсаций выходного напряжения будет составлять 5,9 мВ.

Таким образом, при выборе выходного конденсатора следует иметь в виду, что для уменьшения пульсаций выходного напряжения необходимы конденсаторы с малым последовательным сопротивлением Resr.

Устойчивость работы стабилизатора обеспечивают внешние элементы коррекции С4, СЗ, R1. Схема коррекции наклона пилообразного напряжения устраняет возможность самовозбуждения стабилизатора на субгармониках, особенно при коэффициенте заполнения более 50%, который присущ стабилизаторам с обратной связью по току. Используется коррекция по типу «полюс—нуль» частотной характеристики [16] с несколькими полюсами и нулями. Как известно, для обеспечения устойчивости систем с отрицательной обратной связью необходимо, чтобы фазовый сдвиг был меньше 180е на всех частотах, на которых коэффициент передачи цепи обратной связи превышает единицу. Для этого проще всего включить в схему емкость, с помощью которой можно задать частоту (полюс) и наклон характеристики, равный —6 дБ/октава (20 дБ/декада). За счет этого в большей части полосы пропускания фазовый сдвиг будет равен 90°. Иногда лучший результат можно получить, если использовать схему коррекции, которая сначала обеспечивает спад усиления с наклоном 6 дБ/октава (20 дБ/декада), а затем, начиная с некоторой частоты, — ровную характеристику (нуль характеристики). Схема коррекции, применяемая для микросхемы IZ1412, имеет несколько «полюсов» и «нулей» характеристики.

Коэффициент усиления петли обратной связи определяется выражением

где RBb]X – значение сопротивления нагрузки; Gcs = 1,95А/В – крутизна усилителя тока; ΛνΕΑ = 400 В/В — коэффициент усиления усилителя ошибки.

Микросхема ΙΖ1412 имеет два полюса характеристики. Один определяется компенсирующей емкостью С4 и выходным сопротивлением усилителя ошибки. Второй — выходным конденсатором С6 и резистором нагрузки ЛВЬ|Х:

где Gea = 830 мкА/В — крутизна усилителя ошибки.

Система имеет один «нуль» характеристики, обусловленной компенсирующей емкостью С4 и компенсирующим резистором RI

Если емкость выходного конденсатора С6 большая и/или сопротивление Resr велико, возможны и другие «нули» характеристики системы. «Нуль», определяемый Resr и С6, равен

Для обеспечения устойчивости системы важно правильно выбрать частоту единичного усиления петли обратной связи (fc). Слишком низкая частота приводит к медленной реакции микросхемы на изменения нагрузки, слишком высокая частота может привести к нестабильности системы. На практике лучше использовать частоту единичного усиления петли обратной связи, не превышающую одну десятую рабочей частоты микросхемы (fc < 0,l/s). Сопротивление компенсирующего резистора R\ задает частоту единичного усиления и определяется по формуле:

Значение компенсирующей емкости С4 определяет запас по фазе. Желательно, чтобы частота/21 была меньше одной четвертой частоты единичного усиления (fZ] < 0,25/с). Тогда значение емкости будет определяться следующим выражением:

В случае, когда последовательное сопротивление Resr выходной емкости С6 велико и частота/ESR меньше половины рабочей частоты/s, т.е.

требуется вторая компенсирующая емкость СЗ, и необходимо добавить третий полюс характеристики, определяемый значениями емкости СЗ и сопротивлением резистора R\:

Таблица 3.7. Основные технические характеристики базовой серии микросхем управления импульсными источниками питания

имс

Напря жение питания

ЧсВ

Ток потребления, мА

Частота работы, кГц

Обратная связь по току

Защиты

Технология

от перегрузок по току (ОСР, OLP)

гистерезис по питанию (UVLO)

от повышенного напряжения питания (OVP)

от пониженного напряжения питания

от перегрева кристалла (ОТР)

IL494

7,0-40,0

< 50

1-300

Биполярн.

ILA4605-2,

КР1087ЕУ1

7,5-15,5

< 16

10-100

+

+

+

+

+

Биполярн.

ILA3842A,

IL3844

12-25

< 17

10-500

+

+

+

+

+

Биполярн.

IL44608N40

< 500 В при запуске, 6,6-15 В рабочее

< 3,6

40 ± 4

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

IL44608N75

< 4,0

75 ±7

IL44608N100

< 4,5

100 ± 10

ILP223

36-700

1,1-1,6

100

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

ΙΖΡ233

36-700

1,0-2,0

132/66

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

ΙΖΥ266

50-700

0,32

132

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

Значение СЗ задается выражением:

Приведенные практические рекомендации и теоретические выражения для определения параметров компенсирующих элементов применимы как для микросхем IZ1583, IZ1591, 1Z1412, IZ2307, так и для других микросхем импульсных стабилизаторов с управлением по току.

Представленные серии микросхем импульсных понижающих стабилизаторов напряжения представляют собой современную элементную базу для экономичных малогабаритных источников питания портативной вычислительной, промышленной и бытовой техники.

Приведенные выше схемотехнические особенности организации, практические рекомендации по их применению, а также представленные математические выражения и формулы для выбора и расчета параметров элементов обрамления позволят специалистам более эффективно использовать все возможности этих микросхем при построении широкого спектра энергосберегающих источников питания различного назначения.

В табл. 3.8 представлены основные технические характеристики базовой серии отечественных микросхем импульсных стабилизаторов напряжения.

Таблица 3.8. Основные технические характеристики базовой серии микросхем импульсных стабилизаторов напряжения

Источник: Белоус А.И., Ефименко С.А., Турцевич А.С., Полупроводниковая силовая электроника, Москва: Техносфера, 2013. – 216 с. + 12 с. цв. вкл.

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты