Согласование аналоговых схем – Радиолюбительская азбука

June 8, 2015 by admin Комментировать »

При согласовании аналоговых схем нужно учитывать:

•амплитуду входного и выходного напряжений;

•входное и выходное сопротивление схемы (ток, потребляемый от источника питания, и ток, отдаваемый в нагрузку);

•частотный диапазон схем;

•выполняемые схемой функции.

В некоторых случаях также необходимо учитывать напряжения питания схем (обычно стремятся сделать его одинаковым для всего устройства, но очень часто некоторые узлы нормально работают только при повышенном или пониженном напряжении питания).

Для начала рассмотрим простейший усилитель звукового сигнала, собранный на основе двух ОУ (рис. 2.1). Подобные схемы очень часто используются в тех случаях, когда нужно получить большой коэффициент усиления. Дело в том, что максимальная рабочая частота усилителя на ОУ сильно зависит от его коэффициента усиления: при единичном коэффициенте усиления (повторитель) она максимальна и равна frp, а при увеличении коэффициента усиления она уменьшается в десятки-сотни раз. Связано это с тем, что скорость нарастания выходного напряжения, при очень небольшой разности входных напряжений, невелика, но при увеличении разности напряжений на входах она очень быстро увеличивается до максимального для данного ОУ значения (пока напряжения на обоих входах ОУ равны, напряжение на его выходе равно напряжению на входах; при резком и очень незначительном изменении напряжения на одном из входов относительно другого напряжение на выходе изменяется со скоростью, гораздо меньшей UUelix).

Максимальную рабочую частоту ОУ при некотором заданном коэффициенте усиления по напряжению можно вычислить по очень приближенной формуле, дающей тем не менее неплохое совпадение:

где fmax — максимальная рабочая частота;

frp — частота, при которой коэффициент усиления ОУ уменьшается до 1;

Кус и — коэффициент усиления по напряжению.

Как видно, при использовании в усилителе недорогих ОУ типа К140УД6, УД7 с частотой единичного усиления всего 300 кГц, коэффициент усиления по напряжению более 20 получить невозможно — иначе ОУ начнет «вырезать» высокие частоты сигнала, а всякое ограничение без ведома хозяина аппаратуры — это искажение. Впрочем, от этого эффекта есть и польза — когда нужно сделать усилитель нечувствительным к высокочастотным помехам, распространяющимся по цепям питания (блок питания с ШИМ) или от источника сигнала (пилот-тон с выхода приемника). Одна из особенностей такого усилителя — очень «мягкое» звучание, приближающее его по звучанию к ламповым усилителям. Но все равно высокие частоты лучше обрезать не усилителем, а специально предназначенным для этой цели ФНЧ.

Для получения коэффициента усиления более 100 нужно использовать широкополосные (высокочастотные) прецизионные ОУ. Самый дешевый их представитель стоит раза в 2 дороже этой книги. И приходится их покупать — ведь по-другому нельзя.

Но нам никто не мешает соединить два ОУ последовательно, как это сделано на рис. 2.1. При этом их коэффициенты усиления перемножаются, так, например, если коэффициент усиления по напряжению каждого усилителя равен 10,

Рис. 2.1. Согласование двух ОУ.

В скобках даны номера выводов для микросхемы К574УД2 то суммарный коэффициент усиления схемы на рис. 2.1 равен 10 · 10 = 100. И никакие прецизионные ОУ нам не нужны, сойдут и К140УД6.

Такое возможно только благодаря тому, что каждый ОУ охвачен «своей», независимой от другого ОУ. цепью ООС. Если оба усилителя охватить одной общей ООС (ОООС, не путайте с «СССР»), то параметры (характеристики) схемы заметно ухудшатся — каждый ОУ, из-за инерционности, несколько задерживает сигнал (сдвигает его по фазе — если, например, напряжение на его входе в данный момент начало увеличиваться, то напряжение на его выходе начнет увеличиваться (усилитель неинвертирующий) не сейчас же, а только через некоторое время, и, если входной и выходной сигналы изобразить на одном графике, будет заметно отставание максимумов и минимумов выходного сигнала от тех же точек для входного; это явление и получило название «сдвиг по фазе»; к сожалению, незнакомые с электроникой люди используют этот термин не по назначению), и из-за этого по цепи ООС на вход усилителя с его выхода будет поступать сдвинутый сигнал, амплитуда которого не соответствует амплитуде входного сигнала, вызвавшего это изменение выходного сигнала (рис. 2.2) (имеется в виду высокочастотный сигнал, частота которого достаточна для того, чтобы сдвиг по фазе стал заметен). То есть входной сигнал заметно исказится, возникнут так называемые интермодуляционные искажения — самые «вредные» среди всех типов искажений. Но если ОООС не вводить (что и сделано на рис. 2.1), то выходной сигнал хоть и будет сдвинут относительно входного, на

Рис. 2.2. Сдвиг напряжения на выходе схемы по фазе. Крестиками отмечены максимумы и минимумы напряжения коэффициент искажений практически не повлияет: во-первых, время задержки одного усилителя меньше, чем для двух, а во-вторых, коэффициент усиления каждого усилителя слишком мал для того, чтобы заметно сдвинуть по фазе даже высокочастотную составляющую сигнала. Поэтому увлекаться ОООС я не советую — лучше ограничиться местными ООС: хоть и надо при этом гораздо больше резисторов (кстати, резисторы сигнал по фазе не сдвигают; конденсатор сдвигает ток на 90° относительно напряжения вперед, а катушка индуктивности — на 90° назад), но результат будет лучше.

Из всего вышесказанного можно сделать вывод, что идеальный усилитель — или усилитель с бесконечно большим быстродействием (UULix и f ), или усилитель вообще без ООС. К сожалению, построить хороший усилитель без ООС на транзисторах (или микросхемах на их основе) очень сложно (до сих пор (2003 г.) это никому не удалось), а вот схемы ламповых усилителей без ООС широко известны. Наверное, именно поэтому лампы и выжили, несмотря на то, что КПД усилителя на их основе не превышает 10. .60%, — звучание таких усилителей потрясающе!

Допустим, что нам нужно собрать по схеме на рис. 2.1 усили-тель с коэффициентом усиления 200, работающий на частотах 20 Гц…20 кГц. Из ОУ у нас имеются LM358 и КР574УД2 (или любые другие; параметры этих ОУ можно посмотреть на рис. 1.26).

Для того чтобы получить нужный нам коэффициент усиления, оба ОУ должны усиливать сигнал враз и при этом их коэффициент усиления не должен значительно уменьшаться даже на частотах 20…30 кГц. Этому требованию соответствуют обе микросхемы (хотя быстродействие LM358 все-таки маловато), и в дальнейшем мы будем рассматривать усилитель на LM358.

Сопротивление резистора R2 выберем «стандартное» — 100 кОм. Тогда сопротивление резистора R1 должно быть равно 100 : 14 = 7,1 кОк. Выбираем ближайшее, чуть большее сопротивление — 7.5 кОм.

Входной сигнал подается на прямой вход ОУ, т. е., казалось бы, сопротивление резистора R3 может быть любым. Но это не совсем так. Дело в том, что во входных каскадах LM358 стоят биполярные транзисторы, которые, как известно, управляются не напряжением, а током. Поэтому для достижения симметрии входного дифференциального каскада ток, протекающий через резистор R3, должен быть равен току через резистор R2. А так как падение напряжения на этих резисторах одинаково, то, по закону Ома, их сопротивления тоже должны быть одинаковыми, т. e. R2 = R3 = 100 кОм.

Для того чтобы конденсатор С1 не очень сильно ослаблял низкочастотную составляющую входного сигнала, его емкостное сопротивление на наинизшей частоте должно быть раз в 10 мгньше сопротивления резистора R3. т. е.

Округляем до 1 мкФ.

Теперь второй усилитель (DA1.2). Его коэффициент усиления должен быть таким же, поэтому номиналы всех внешних элементов оставляем теми же. Кон-

денсатор С2 закорачивать нельзя — из-за некоторого ненулевого напряжения смещения обоих ОУ напряжение на выходе DA1.1 может отличаться от напряжения на выходе DA1.2 (и, соответственно, напряжения на его инверсном входе), и из-за этого постоянная составляющая (относительно общего провода) на выходе DA1.2 станет еще больше — ее амплитуда на выходе DA1.2 будет в kycU (14 раз) больше амплитуды постоянной составляющей на выходе DA1.1. Конденсатор С2 позволяет согласовать эти усилители по напряжению, и благодаря ему постоянную составляющую на выходе DA1.1 можно не учитывать. Полярность включения этого конденсатора определяется при налаживании схемы, и его положительный вывод нужно подключить туда, где потенциал (напряжение) больше.

Сопротивление резистора R6 должно равняться сопротивлению резистора R5. Сопротивление резистора R5 можно увеличить в несколько раз (но R5 < 500 кОм!), при этом во столько же раз нужно будет увеличить сопротивление R4 и R6, и уменьшить емкость С2. Конденсатор СЗ — разделительный, и, если нагрузка к DA1.2 подключается через «свой» конденсатор, или если она допускает присутствие на своем входе постоянной составляющей амплитуды до 0,2…0,5 В, то этот конденсатор можно убрать. Аналогично и с DА 1.1: если источник сигнала на выходе имеет разделительные конденсаторы или если его внутреннее сопротивление на нулевой частоте в 10 и более раз превышает сопротивление резистора R3, то конденсатор С1 можно убрать и сигнал подавать непосредственно на выводы резистора R3.

Теперь рассмотрим тот же усилитель, но на ОУ с полевыми транзисторами на входах КР574УД2 (такие ОУ называются «ОУ с FET-входом», FET — полевой транзистор). Так как полевой транзистор ток по цепи управления не потребляет (подразумевается, что паразитные емкости равны нулю) — он управляется напряжением, то сопротивление резисторов R3 и R6 может быть любым и независимым от сопротивления резисторов R1 и R4. Поэтому сопротивление резистора R3 целесообразно увеличить до 1 МОм (но не более!) — тогда конденсатор С1 можно будет взять емкостью всего 0,1 мкФ. Заодно увеличится и входное сопротивление усилителя — у этой схемы оно равно сопротивлению резистора R3 плюс емкостное сопротивление паразитных емкостей входа ОУ. Резистор R6 можно вообще убрать и соединить прямой вход DA1.2 непосредственно с общим проводом (в литературе это называется «закоротить резистор R6» — подразумевается, что радиолюбитель сам догадается перед этим выпаять резистор из схемы, если, конечно, у вас нет лишних и ненужных резисторов). В принципе, усилитель на DA1.2 лучше «превратить» в неинвертирующий, включив внешние элементы так же, как и у DА 1.1, при этом можно будет уменьшить емкость и размеры конденсатора С2. Но при этом нужно будет впаять резистор R6.

Усилитель, изображенный на рис. 2.1, — инвертирующий (т. к. количество инвертирующих каскадов нечетно — только усилитель на DA1.2). Чувствительность такого усилителя к помехам по цепям питания меньше, чем у неинверитрующего (она минимальна, т. е. качество усилителя максимально, когда коэффициент усиления DA1.2 равен коэффициенту усиления DA1.1), но инвертирующий усилитель склонен к самовозбуждению на высоких частотах при попадании сигнала с выхода на вход (в том числе и по проводам питания). С неинвертирующим усилителем возни меньше, но он требует качественного источника питания, и ни в коем случае не импульсного.

Таким образом, использовать в усилителях ОУ с FET-входом выгоднее, чем ОУ с биполярными транзисторами на входе. Единственный недостаток подобных («полевых») ОУ — повышенное напряжение смещения, при небольших коэффициентах усиления (< 100) можно не учитывать — с постоянной составляющей «расправятся» разделительные конденсаторы. Но в некоторых схемах напряжение смещения нужно учитывать. При использовании в качестве DA1.1 и DA1.2 прецизионных (особо точных) ОУ конденсатор С2 можно закоротить. Закорачивать резистор R4 (подключать выход одного усилителя к инвертирующему входу другого только через конденсатор, без резистора) ни в коем случае нельзя — тогда коэффициент усиления DA1.2 на высоких частотах будет стремиться к бесконечности, а на низких — к нулю, т. е. получится обычный ФВЧ первого порядка. Благодаря резистору R4, сопротивление которого больше емкостного сопротивления конденсатора С2 (в этой схеме, но это относится и ко всем остальным аналогичным схемам) даже на максимальной рабочей частоте, емкостное сопротивление конденсатора можно не учитывать (ведь оно гораздо меньше сопротивления резистора) и коэффициент усиления «фильтра» в рабочем диапазоне частот практически не зависит от частоты сигнала, т. е. фильтр «превращается» в линейный усилитель. При подаче сигнала на прямой вход ОУ дополнительный резистор не нужен, но, если вы поставите его (например, последовательно с конденсатором С1), этот резистор будет уменьшать амплитуду напряжения на входе ОУ (что плохо — для компенсации нужно будет увеличить коэффициент усиления), ведь дополнительный резистор и резистор R3 будут образовывать резисторный делитель напряжения и, одновременно, увеличивать входное сопротивление усилителя (что хорошо) и приближать частотные характеристики конденсатора С1 как разделительного элемента к идеальным (что еще лучше).

Подключение каскада на транзисторе с ОЭ к выходу ОУ (рис. 2.3, а). Здесь мы будем рассматривать только подключение транзистора структуры п-р-п, для р-п-р-транзистора эмиттер нужно соединить с шиной «+U», а нагрузку — с общим проводом.

Как известно, напряжение на базе транзистора, включенного по такой схеме, может изменяться только от нуля до 0,8…1,5 В. А на выходе ОУ при однополярном напряжении питания, равном 12 В, напряжение находится в пределах от 1 до 11 В. То есть без специальной согласующей схемы управлять таким транзистором с помощью ОУ нельзя.

Для согласования в схему добавлены резисторы R1 и R2 и стабилитрон VD1. Резистор R2 — нагрузка для стабилитрона, и без этого резистора схема работать не будет. Резистор R1 — токоограничивающий.

Допустим, что стабилитрон VD1 имеет напряжение стабилизации, равное 2,0 В. Тогда при уровне лог. «0» на выходе ОУ напряжение на базе транзистора будет равняться нулю — напряжение на выходе ОУ (1 В) меньше напряжения пробоя стабилитрона (2 В) и ток через стабилитрон не течет. При уровне

Рис. 2.3. Согласование с выходом ОУ ключевых элементов: а, б — биполярных транзисторов; в, д — полевых транзисторов; г — паразитные емкости полевого транзистора (они есть и у биполярных); е — управление полевым транзистором от высоковольтного источника; ж, з — согласование тиристоров; и — коммутация симистором переменного напряжения; к — та же схема, но с гальванической развязкой лог. «1» на выходе ОУ (11В) напряжение на правом по схеме выводе стабилитрона будет равняться 11 – 2 = 9 В и через резистор R1 в базу транзистора VT1 начнет течь некоторый ток, отпирающий транзистор.

Напряжение стабилизации стабилитрона VD1 должно быть очень невелико — равное или чуть больше минимального напряжения на выходе ОУ У большинства ОУ оно не превышает 0,5…2,0 В, поэтому вместо довольно редких низковольтных стабилитронов можно использовать любые диоды (рис. 2.3, б) — ведь минимальное падение напряжения на диоде при сопротивлении нагрузки (R2) равном 10 кОм, более 0,5 В. Соединив последовательно несколько диодов, эту цифру можно увеличить в несколько раз. В то же время максимальное падение напряжения даже на маломощных диодах при протекающем через них токе

20..                 .30 мА (больший ток ОУ в нагрузку не отдает) не превышает 0,8 В.

Так как при уменьшении напряжения на выходе ОУ в схеме на рис. 2.3, б диод VD1 закрывается и ток через резистор R2 перестает течь, то для ускорения запирания транзистора VT1 введен конденсатор С1. Этот конденсатор так и называется — ускоряющий. При уменьшении напряжения на выходе ОУ уменьшается напряжение и на правой по схеме обкладке конденсатора, и если его емкость достаточно велика по сравнению со временем нарастания/спада фронта сигнала на выходе ОУ, то напряжение на его правой по схеме обкладке может становиться меньше нуля (когда на выходе ОУ присутствует уровень лог. «i», напряжение на левой обкладке конденсатор? равно 11 В, а на правой — 0,7…1 В; если напряжение на выходе ОУ будет уменьшаться до 1 В столь быстро, что конденсатор не успеет сколько-нибудь заметно разрядиться, то напряжение на базе транзистора станет меньше 1 В на первоначальную разность потенциалов на конденсаторе (10,3…10,0 В), т. е. равным -9,3…-9,0 В; но в реальных схемах из-за значительной емкости перехода база-эмиттер транзистора и недостаточной скорости нарастания выходного напряжения ОУ и его выходного тока такого практически никогда не происходит, тем не менее польза от конденсатора есть). При увеличении напряжения на выходе ОУ, благодаря конденсатору ускоряется отпирание транзистора.

Ускоряющий конденсатор можно использовать только в импульсных схемах, и только в том случае, если ОУ допускает кратковременное короткое замыкание выхода. В линейных схемах может происходить самовозбуждение — при незначительном изменении напряжения на выходе ОУ, при довольно большой емкости конденсатора С1, ток базы (и, соответственно, коллектора) транзистора изменяется очень резко и ОУ приходится для компенсации резко уменьшать напряжение на выходе (если схема охвачена цепью ООС). А из-за этого так же резко будет уменьшаться и ток коллектора транзистора, в результате напряжение на выходе ОУ снова увеличится. В общем, вся схема будет вести себя как слон в посудной лавке. Поэтому в линейных схемах обычно используют эмиттерные повторители или полевые транзисторы, сопротивление канала которых зависит от напряжения на затворе не так сильно.

Сопротивление резистора R2 нужно подобрать таким образом, чтобы при уровне лог. «0» на выходе ОУ транзистор был полностью закрыт (ток коллектора равен нулю), но его сопротивление при использовании маломощных ОУ не должно быть меньше 1…5 кОм. Если полностью закрыть транзистор не удается, нужно увеличить напряжение стабилизации стабилитрона или припаять последовательно с ним несколько диодов в прямом включении.

Правильно выбрать сопротивление резистора R1 довольно сложно. Допустим, что ток коллектора полностью открытого транзистора неизменен (т. е. сопротивление нагрузки и напряжение питания постоянны). Тогда сопротивление резистора R1 нужно подобрать таким образом, чтобы транзистор VT1 полностью открывался при напряжении на выходе ОУ, равном 9…10 В (если максимальное выходное напряжение достигает 11 В). В таком случае:

•линейность работы ОУ будет максимальна — ведь амплитуда выходного напряжения достигает 10 В и напряжение смещения можно не учитывать;

•ток, протекающий с выхода ОУ через резистор R1 и эмиттерный переход транзистора VT1 в общий провод, минимален, т. е. уменьшается нагрузка на выход ОУ;

•уменьшается быстродействие схемы (напряжение на выходе ОУ не может мгновенно изменяться) и надежность ее работы в том случае, если напряжение питания уменьшится.

С последним недостатком можно бороться, уменьшив сопротивление резистора R1, но тогда ухудшатся два первых параметра. Поэтому сопротивление этого резистора должно быть некоторым «средним», и для каждой схемы его нужно подбирать индивидуально. Обычно его сопротивление, для маломощных ОУ, равно 470 Ом…2 кОм. Если схема работает не в линейном, а в импульсном режиме работы, то его сопротивление можно не подбирать и впаять в схему резистор минимального сопротивления (100…470 Ом), но при котором не нарушается работа ОУ.

Емкость конденсатора С1 (только для импульсных схем) должна быть такой, чтобы его емкостное сопротивление на частоте переключения (рабочей частоте схемы) было в 1…3 раза меньше сопротивления резистора R1. Последовательно с этим конденсатором, для защиты выхода ОУ от импульсных перегрузок, желательно включить резистор, сопротивление которого в 2…5 раз меньше емкостного сопротивления конденсатора.

При работе с современными мощными полевыми транзисторами (как правило, с изолированным затвором и индуцируемым каналом) с согласованием вообще нет никаких проблем: такие транзисторы полностью закрыты при напряжении на затворе относительно истока меньше 2,5…2,0 В, и полностью открываются при повышении напряжения до 4,0…5,0 В. Логические уровни на выходах всех современных ОУ, при напряжении питания более 6…8 В, укладываются в эти рамки, поэтому выход ОУ можно непосредственно соединять с затвором транзистора, без всяких резисторов и конденсаторов (рис. 2.3, в). Сопротивление изоляции затвора современных транзисторов практически бесконечно, поэтому на низких частотах транзистор выход ОУ не нагружает.

К сожалению, даже полевые транзисторы в качестве силовых (т. е. коммутирующих (переключающих) цепи с большим током) весьма далеки от идеала (биполярные еще дальше), поэтому в некоторых случаях при согласовании проблемы все-таки возникают. «Самая главная» проблема — паразитная емкость затвора (емкость затвор-исток; емкость затвор-сток раз в 6 меньше, поэтому ее нужно учитывать только при напряжении питания нагрузки, большем 50. .100 В). Эту емкость можно представить как конденсатор, включенный между выводами затвора и истока (Сзи на рис. 2.3, г), и его емкость, в зависимости от максимально допустимого для данного типа транзисторов тока, может быть в пределах 100…3000 пФ (Icmax = 1…50 А). Чем больше ток стока и крутизна характеристики транзистора, тем больше и паразитные емкости — зависимость почти линейная.

Вообще-то разделение входных паразитных емкостей на Сзи и Сзс не совсем точно. Вспомним строение полевого транзистора (рис. см. в первом томе): длинный канал, на концах которого припаяны выводы стока и истока, сверху на канале тонкий слой изоляции, поверх которой напылена металлическая площадка — затвор. Так как при подаче на затвор некоторого отпирающего напряжения толщина канала возле вывода стока изменяется резче, чем возле вывода истока, то для того чтобы толщина канала изменялась более-менее равномерно, слой изоляции возле стокового конца канала делают толще, чем возле истокового. Емкость больше там, где изоляция тоньше, т. е. возле истока. Поэтому у полевого транзистора есть только одна входная паразитная емкость — емкость затвор-канал. Но при расчетах удобнее эти емкости разделять, причем считается, что емкость возле стока в 5…6 раз меньше емкости возле истока.

Емкость Сзи через емкостное сопротивление (зависящее от частоты входного сигнала) замыкает на исток (т. е. общий проводмощные полевые транзисторы обычно включают по схеме с общим истоком) выход управляющей схемы. При этом, если управляющая схема на своем выходе при отключенном затворе транзистора генерирует прямоугольные импульсы, то при подключенном транзисторе, из-за Сзи, прямоугольные импульсы («меандр») превращаются практически в синусоидальные. Из-за этого скорость переключения транзистора (изменение сопротивления канала с бесконечно большого на очень маленькое и наоборот) уменьшается, т. е. увеличивается его нагрев (если он работает в импульсном режиме на очень мощную нагрузку) и уменьшается быстродействие всей схемы. Также увеличивается и нагрузка на выход управляющей схемы. Если емкость Сзи равна 1000 пФ, то на частоте переключения 100 кГц («стандартная» частота для большинства схем с ШИМ) входное сопротивление транзистора уменьшится до

То есть если на выходе управляющей схемы формируется синусоидальный сигнал, то она должна быть рассчитана на работу с нагрузкой сопротивлением 1,6 кОм. Если же на выходе формируется импульсный («цифровой») сигнал, то, для ускорения процессов отпирания/запирания транзистора, выходное сопротивление (определяется эмпирически — по падению напряжения на выходном транзисторе при некотором протекающем через него токе, с помощью закона Ома) управляющей схемы должно быть еще в 10…50 раз меньше. В первом случае выходное сопротивление должно быть не более 500 Ом — как минимум, в 3 раза меньше сопротивления нагрузки.

То есть чем выше рабочая частота и чем мощнее транзистор, тем мощнее должен быть и управляющий транзистором ОУ (или любая другая схема, как аналоговая, так и цифровая). Обычные ОУ с током короткого замыкания выхода

20..                 .30 мА нормально работают совместно с мощными полевыми транзисторами только на частотах до 5… 10 кГц. Для работы на больших частотах нужно использовать более мощные ОУ — идеально подходят в таком случае специально предназначенные для этого ОУ L272 и его аналоги (выходное сопротивление — около 20 Ом, максимальная рабочая частота — 300 кГц), а также отечественный К157УД1 (RBblx = 50 Ом, fmax — около 100 кГц); если у вас нет таких микросхем, то можно использовать и обычные маломощные ОУ, поставив на их выходе составной эмиттерный повторитель на транзисторах средней мощности. Но при этом нужно позаботиться о том, чтобы напряжение на их эмиттерах соответствовало «требованиям» полевого транзистора (на переходах транзисторов повторителя падает по 0,6…0,8 В).

Емкость Сзс для выхода управляющей схемы представляет динамическую нагрузку (в отличие от статической нагрузки Сзи). При увеличении напряжения на затворе сопротивление канала транзистора уменьшается и напряжение на его стоке относительно затвора (и истока) уменьшается. Благодаря емкости Ск (конденсатор не может мгновенно зарядиться/разрядиться) также уменьшается напряжение и на затворе транзистора. То есть при увеличении напряжения на выходе управляющей транзистором схемы емкость Сзс стремится уменьшить напряжение на затворе транзистора, а при уменьшении управляющего напряжения — увеличить.

Очевидно, что емкостное сопротивление емкости Сзс, как динамической нагрузки, зависит не только от ее емкости и частоты переключения, но и от амплитуды напряжения на стоке транзистора. Пока амплитуда напряжения на стоке транзистора не превышает амплитуду напряжения на выходе управляющей схемы, эквивалентная емкость Сзс (в формулу для расчета емкостного сопротивления этой емкости можно подставлять только эквивалентное значение!) равна удвоенной реальной емкости — это удвоенное значение и указывают в справочниках. При большем напряжении на стоке эквивалентную емкость рассчитывают по формуле:

где Сэкв и Сзс — соответственно эквивалентное значение и значение из справочника емкости затвор-сток, пФ;

AUynp и AUH — соответственно размах (амплитуда) управляющего напряжения и напряжения на нагрузке (на стоке), В.

Емкость сток-исток довольно мала, и в большинстве случаев ее можно не учитывать. Но пока канал транзистора заперт и на сток транзистора подается высокочастотное переменное напряжение, ее существование заметно (это проявляется в том, что невозможно полностью закрыть транзистор — ток течет через емкостное сопротивление). Также при индуктивной нагрузке (катушка индуктивности или дроссель) из-за Сси возможно возбуждение схемы — емкость перехода совместно с дросселем образуют колебательный контур. Для устранения автоколебаний, а также для защиты канала транзистора от пробоя обратным напряжением параллельно каналу во всех современных мощных и средней мощности полевых транзисторах имеется обратносмещенный (т. е. включенный так, чтобы при «правильной» полярности напряжения ток через него не тек) защитный диод VD. Максимально допустимые значения напряжения, тока и частоты для этого диода соответствуют таковым для канала данного транзистора. Для борьбы с самовозбуждением (автоколебаниями) во внешних цепях часто включают демпфирующие цепочки Бушера (цепочки из последовательно соединенных резистора 2…20 Ом и конденсатора 0,022…0,22 мкФ), а также, если можно, диоды — параллельно индуктивности.

Еще одна «беда» полевых транзисторов — чувствительность к напряжению на затворе относительно истока. Слой диэлектрика между затвором и каналом возле истокового вывода гораздо тоньше (в десятки раз), чем возле стокового, поэтому, даже если транзистор рассчитан на работу с напряжением сток-исток в сотни вольт, это не значит, что такое же напряжение можно подавать и на затвор относительно истока. Максимальное напряжение затвор-исток для всех типов полевых транзисторов не должно превышать ±20 В! В противном случае произойдет пробой изоляции затвора возле истокового вывода, и в лучшем случае входное сопротивление транзистора на низких частотах (когда можно не учитывать влияние паразитных емкостей; этот параметр часто называют «ток утечки затвора») уменьшится в тысячи-миллионы раз; в худшем случае канал транзистора вообще не будет закрываться (транзисторы с управляющим р-п-переходом) или открываться (транзисторы с изолированным затвором). Чувствительность маломощных высокочастотных транзисторов к высокому напряжению еще больше — у них напряжение затвор-исток не должно превышать ±5…±10 В.

Максимально допустимое напряжение затвор-сток численно равно максимально допустимому напряжению сток-исток. Поэтому полевым транзистором можно коммутировать высоковольтные нагрузки — нужно только позаботиться, чтобы напряжение на выходе управляющей транзистором схемы не выходило за рамки допустимого.

Самый простой способ сделать это (он же и самый надежный) — ограничить напряжение питания управляющей схемы. Если ее напряжение питания не превышает 15 В, то опасному для транзистора напряжению более 20 В попросту неоткуда взяться (рис. 2.3, д). Поэтому чаще всего (точнее, почти всегда) используются именно такие схемы.

Но в некоторых случаях ограничивать напряжение питания нельзя, как известно, быстродействие ОУ сильно зависит от него, и чем оно выше, тем больше и быстродействие. Кроме того, некоторые схемы работают только от высокого напряжения, и ограничивать его сложно и невыгодно. В таких случаях между выводами затвора и истока транзистора включают стабилитрон, а затвор с выходом управляющей схемы соединяют через резистор (рис. 2.3, е). Сопротивление резистора желательно выбирать поменьше, но при этом нужно учитывать, что он, совместно со стабилитроном, нагружает выход управляющей схемы, т. е. его сопротивление должно быть достаточно большим, чтобы не замыкать выход, а также то, что резистор сильно греется (выделяющуюся на нем мощность можно определить, если разделить падение напряжения на нем в квадрате на сопротивление — в нашем случае (200 — 10)2 : 10000 = 3,6 Вт). Инерционность такой схемы на высоких частотах довольно велика — все из-за резистора; ее можно уменьшить, если параллельно этому резистору подключить ускоряющий конденсатор, как это и сделано на рисунке. Конденсатор должен быть высоковольтным — рассчитанным на напряжение, большее управляющего. Любимые всеми радиолюбителями малогабаритные керамические («флажковые») конденсаторы, толщина пластины которых не превышает 0,3 мм (без глазури-изолятора), работают при напряжениях до 50…100 В, т. е. их в подобных схемах использовать нельзя. Хорошо работают пленочные и старые металлобумажные конденсаторы, причем чем больше размеры конденсатора при той же или меньшей емкости, тем выше его рабочее напряжение. Максимально допустимое рабочее напряжение на корпусах пленочных, слюдяных, металлобумажных, электролитических и танталовых конденсаторов указывают всегда, а вот на керамических — практически никогда.

Так как высоковольтные конденсаторы занимают много места, а также очень любят «пробиваться», то в подобных схемах (рис. 2.3, е), по возможности (если высокое быстродействие — частота переключения более 1…10 кГц — не нужно), от их использования нужно отказываться. К счастью, резисторы высоким напряжением пробиваются очень редко, они обычно перегорают, и их сопротивление увеличивается до бесконечности.

Стабилитрон в этой схеме должен быть достаточно мощным, чтобы не перегреться от протекающего через него тока, а также выдержать импульс тока от ускоряющего конденсатора. В принципе, этому требованию удовлетворяют практически все современные маломощные стабилитроны, поэтому каких-либо трудностей с подбором типа стабилитрона возникнуть не должно. Его напряжение стабилизации должно быть в пределах 7,0…15,0 В.

Одна из особенностей стабилитрона — он представляет собой диод с очень низким максимально допустимым обратным напряжением (оно у стабилитронов называется «напряжение стабилизации»). Поэтому при подаче на вход схемы (рис. 2.3, е) отрицательного, относительно общего провода, напряжения напряжение на затворе транзистора ограничится стабилитроном на уровне -0,7 В, независимо от напряжения стабилизации. Некоторые авторы схем этого не знают и поэтому включают параллельно стабилитрону обычный диод, через который должно ограничиваться обратное напряжение, загромождая тем самым свою схему «лишними» деталями.

Единственный недостаток этой схемы — значительная паразитная емкость стабилитрона. Как известно, максимально допустимое обратное напряжение диода (стабилитрона) зависит от толщины его р-п-перехода. Толщина его у стабилитронов крайне мала, т. е. расстояние между выводами анода и катода невелико. А чем меньше расстояние между проводниками, тем больше их емкость. Паразитная емкость стабилитрона гораздо больше входной емкости транзистора, т. е. инерционность схемы со стабилитроном больше, чем схемы без стабилитрона. Но за все нужно платить.

Управлять высоковольтным напряжением биполярным транзистором, включенным по схеме с ОЭ, невыгодно. Но если вы решитесь это сделать, то транзистор включайте по схеме на рис. 2.3, е; стабилитрон не нужен — с его функцией прекрасно справляется эмиттерный переход транзистора (прямое напряжение — 0,8 В, обратное — 7…11 В).

Управление тринисторами и симметричными тринисторами (симисторами) очень похоже на управление биполярными транзисторами: тринисторсимистор) отпирается, как только напряжение на управляющем переходе станет на 0,8 и более вольт больше напряжения на катоде; при этом напряжение на аноде относительно катода и управляющего электрода может быть сколько угодно большим (но не больше максимально допустимого для данного тиристора!). Отличительные особенности тиристоров: при увеличении управляющего напряжения они отпираются практически мгновенно (скорость нарастания тока в нагрузке — 10…1000 А/мкс); закрыть их по цепи управления невозможно. Первая особенность делает их практически незаменимыми в разного рода импульсных схемах, но вторая значительно усложняет работу с ними. Причем этот недостаток столь серьезен, что в современных схемах тиристоры используются очень редко — на замену им пришли мощные полевые транзисторы.

Тринисторы обычно включают по схемам, изображенным на рис. 2.3, ж и 2.3, з. Первая схема используется тогда, когда управляющее напряжение постоянно, вторая — когда для управления тиристором используется переменный ток. Первая схема работает точно так же, как и схема на рис. 2.3, с, поэтому рассматриваться здесь не будет.

Включенный тиристор отключится только после того, как протекающий через него ток уменьшится до некоторого минимального значения (и, соответственно, если ток нагрузки слишком мал, то тиристор будет работать как обычный биполярный транзистор с очень большим h2u). Обычно этот ток в тысячи раз меньше максимально допустимого.

На практике для выключения тиристора используются два способа:

1.                       Замыкание выводов анода и катода тиристора друг на друга. Тогда, если падение напряжения на замыкающей цепи меньше падения напряжения на открытом тиристоре (0,7…1,5 В, в зависимости от тока), то ток течет не через тиристор, а через замыкающую цепь. Протекающий через тиристор ток уменьшается практически до нуля, и он закрывается. Закрывать этим способом тиристор можно с помощью кнопки, полевого (схема с ОИ) или биполярного (схема с ОЭ) транзисторов. В двух последних случаях транзисторы должны быть достаточно мощными — падение напряжения на них при токе стока (коллектора), равном току нагрузки, должно быть меньше 0,6 В. Составные биполярные транзисторы использовать нельзя. Если катод тиристора подключить к общему проводу через диод (прямое включение), то падение напряжения на открытом тиристоре увеличится до 1,4…3,0 В и его можно будет закрывать эмиттерным повторителем или составными биполярными транзисторами.

2.                       Подача на тиристор пульсирующего напряжения питания — амплитуда напряжения периодически должна уменьшаться до нуля. Тогда тиристор будет отключаться в конце каждого периода (когда напряжение питания и, соответственно, протекающий через тиристор ток уменьшаются до нуля), и, если ток через управляющий электрод продолжает течь, в начале следующего периода он будет включаться (а если управляющий ток прекратится — он включаться не будет). Источник питания таких схем обычно собирается по схеме, изображенной на рис. 2.4. Входное переменное напряжение выпрямляется диодным мостом и через нагрузку подается на анод тиристора. Для питания управляющей схемы необходимо постоянное напряжение — для сглаживания пульсаций используется конденсатор С1; для того чтобы он не «сглаживал» и напряжение питания тиристора, между источниками введен разделительный диод VD1. Напряжение питания управляющей схемы может значительно отличаться от напряжения в нагрузке, но тогда нужны два независимых выпрямителя; их отрицательные выводы нужно соединить друг с другом («общий провод»).

Рис. 2.4. Схема включения питания устройств с силовым тиристором

В схеме на рис. 2.3, з на выходе ОУ должно присутствовать переменное напряжение. Его частота обычно выбирается гораздо большей частоты сети (примерно 1 кГц при сетевой частоте 50 Гц). В таком случае можно не учитывать задержку включения нагрузки при «запаздывании» фронта управляющего импульса. Емкость конденсатора С1 выбирается такой, чтобы его емкостное сопротивление на частоте переключения управляющей схемы было 100…1000 Ом (в зависимости от чувствительности тиристора; при увеличении напряжения питания нагрузки чувствительность тиристора увеличивается; у отечественных тиристоров чувствительность гораздо ниже, чем у импортных, — т. е. емкостное сопротивление С1 должно быть меньше). Резистор R1 — токоограничивающий, его можно убрать. У некоторых импортных тринисторов чувствительность столь велика, что они «самостоятельно» открываются — в таком случае между выводами катода и управляющего электрода нужно припаять резистор сопротивлением около 1 кОм (на схеме помечен как R2).

Напряжения питания «+» и «+U» могут быть любыми, но напряжение «+» не должно превышать максимально допустимого напряжения для тринистора, а «+U» — для ОУ. Отрицательный вывод питания ОУ должен быть соединен с катодом тринистора. Максимальное напряжение на обкладках конденсатора С1 равно напряжению «+U» — на это напряжение он и должен быть рассчитан.

Для управления тринистором можно использовать и напряжение с частотой, равной частоте сети (50 Гц). Но при этом надежность работы всей схемы ухудшится: тиристор может «не успеть» отреагировать на управляющий импульс и в течение всего полупериода напряжение на нагрузку поступать не будет. Поэтому в электронике используется только одна разновидность подобных схем, которые генерируют на выходе (управляющем электроде тринистора) импульсы, сдвинутые по фазе относительно сетевых. Включение тринистора в таком случае как бы «запаздывает», поэтому на нагрузку в цепи анода он подает только часть выпрямленного пульсирующего напряжения. Подробнее такие схемы будут рассмотрены чуть дальше.

Так как напряжение в бытовой сети — переменное, то и большинство нагрузок, включаемых в сеть, нормально работают только от переменного напряжения. Исключение составляют только активные нагрузки, представляющие собой резистор (лампочки и некоторые электронагревательные приборы). Единственный полупроводниковый прибор, способный коммутировать переменное напряжение без всяких ухищрений, — это симметричный тринистор, или симистор (правильнее это слово писать с двумя «м», но общепринято — с одним). В принципе, коммутировать переменное напряжение можно и транзисторами или тринисторами, если замыкать ими диагональ диодного моста, но в таком случае нужно дополнительно «всунуть» в схему 4 диода, суммарное падение напряжения (и рассеиваемая мощность) на которых в два раза больше, чем на коммутирующем элементе (транзисторе или тринисторе). При использовании симистора диодный мостик в цепи нагрузки не нужен, т. е. потери энергии и нагрев корпуса прибора минимальны.

Симистор представляет собой два включенных параллельно обычных тринистора разной структуры — для пояснения принципа работы симистора назовем их «первый» и «второй» тринисторы (на самом деле симистор устроен как сиамские близнецы, у которых некоторые части тела — общие для обоих организмов). Первый тринистор работает только тогда, когда напряжение на аноде симистора больше напряжения на катоде; второй тринистор при этом закрыт обратным напряжением и начнет работать только после того, как анодное напряжение станет меньше катодного (первый в таком случае закроется обратным напряжением). Для того чтобы открыть первый тринистор (при положительном напряжении на аноде относительно катода), на управляющий электрод симистора нужно подать напряжение той же полярности, что и на аноде, т. е. положительный импульс тока; второй тринистор отпирается отрицательным напряжением. То есть для того чтобы симистор начал пропускать переменное напряжение, его управляющий электрод нужно соединить с анодом. При этом нужно учитывать, что в управляющий электрод течет переменное напряжение.

Как видно, симистор представляет собой усовершенствованный тринистор. Поэтому симисторы можно без всяких переделок схемы впаидать на место тринисторов — нужно только подобрать такой тип симисторов, который рассчитан на работу (по напряжению и току) с вашей нагрузкой. А вот заменять симисторы тринисторами нельзя. В принципе, ничего опасного при этом не произойдет, но на нагрузку будет поступать только одна полуволна переменного напряжения, а из-за этого сопротивление реактивных нагрузок (трансформаторов, электродвигателей и всего остального, содержащего катушки индуктивности), уменьшается в десятки раз, т. е. в десятки раз увеличится потребляемый ими ток. Это очень опасно. При активной нагрузке выделяющаяся на ней в таком случае мощность уменьшится в два раза, а емкостная нагрузка не будет работать вообще.

Для того чтобы симистор начал пропускать переменный ток, на его управляющий электрод нужно подать переменное напряжение. Из-за этого возникают определенные трудности. Но некоторые симисторы отпираются и при однополярном управляющем напряжении: один из них (и пока единственный, известный мне) — отечественный симистор ТС 106-10. При Подаче на управляющий электрод этого симистора отрицательного относительно катода напряжения при небольшом управляющем токе (менее 10…20 мА) он пропускает, как и обычный тринистор, только одну полуволну переменного напряжения, а при увеличении управляющего тока до 30…50 мА начинает пропускать обе полуволны.

Но такой способ управления невыгоден — нужен слишком большой ток, к тому же он годится только для одного из множества типов выпускаемых промышленностью симисторов. Поэтому наибольшее распространение в электронике получили следующие способы, способные управлять всеми типами выпускаемых промышленностью симисторов:

•подача на управляющий электрод симистора высокочастотного (1 кГц) переменного напряжения с выхода специального генератора. По экономичности и простоте схемы этот способ не очень выгоден, но он позволяет электрически развязать (с помощью трансформатора) управляющую и управляемую цепи, если напряжение нагрузки столь высоко, что опасно для здоровья (т. е. выше 36 В), это снижает вероятность преждевременной смерти владельца устройства;

•замыкание диодным мостом выводов анода и управляющего электрода симистора. Экономичность (по потребляемому току) этого способа максимальна, сама схема довольно проста, вот только с гальванической развязкой возникают проблемы.

Рассмотрим последний способ управления (рис. 2.3, и). В отличие от всех вышерассмотренных схем, в этой симистор включен по схеме с общим анодом (т. к. нагрузка включена в цепь катода) — благодаря этому напряжение на управляющем электроде можно (и нужно, — поэтому схемы с общим анодом используются редко, тем более в высоковольтных устройствах; но здесь — исключение: ведь по-другому вообще нельзя) изменять от нуля (напряжение на катоде) до напряжения на аноде. При этом, как и в случае эмиттерного повторителя, напряжение на нагрузке в цепи катода всегда на 0,6…1,5 В меньше напряжения на управляющем электроде. То есть для того чтобы полностью открыть симистор в такой схеме (чтобы падение напряжения между анодом и катодом было минимально и нагрев симистора Р = AU · I тоже был небольшим), напряжение на управляющем электроде должно равняться напряжению на аноде.

У схемы на рис. 2.3, и напряжение в диагонали диодного моста VD2—VD5, при закрытом транзисторе VT1, примерно равно выпрямленному сетевому напряжению (сопротивление нагрузки RH слишком мало по сравнению с током утечки через переход коллектор-эмиттер транзистора VT1, а падение напряжения на диодах и симисторе не превышает 0,6…1,5 В, и их можно не учитывать), т. е. 220 ·-\/2 « 310 В. Поэтому транзистор VT1, диоды VD2—VD5 и симистор VS1 должны быть рассчитаны на работу с напряжением, равным 350 В и больше! В противном случае произойдет электрический пробой элемента и напряжение на нагрузке уменьшаться до нуля не будет. В качестве VT1 для подобных схем идеально подходят отечественные транзисторы КТ940А, КТ969А.

Транзистор VT1 включен по схеме с общим эмиттером, поэтому, для того чтобы он полностью открылся, напряжение на его базе нужно увеличить всего на 1 В, что и делает ОУ DA1. Биполярный транзистор VT1 можно заменить полевым — тогда устройство управления нужно будет включить по рис. 2.3, д.

Одна из особенностей этой схемы — очень небольшой протекающий через транзистор VT1 и диоды VD2—VD5 ток: при использовании симистора с минимальным отпирающим током 30 мА через транзистор и диоды протекает всего

1..                     .5 мА. Связано это с тем, что для отпирания тринистора (симистора) нужен только очень короткий импульс тока. Поэтому максимальный ток (30 мА) через транзистор и диоды течет в начале каждого полупериода, а все остальное время тринистор открыт и ток через управляющий электрод в этой схеме равен нулю (т. к. падение напряжения на переходе анод — управляющий электрод гораздо меньше падения напряжения на диодах и транзисторе). То есть схема работает в импульсном режиме, импульсы тока, благодаря фильтрующим конденсаторам, сглаживаются и, т. к. длительность импульса гораздо меньше длительности паузы, «среднее» значение протекающего через транзистор и диоды тока оказывается в десятки раз меньше отпирающего тиристор тока.

Но это вовсе не значит, что номинал резистора R1 можно выбрать таким, чтобы через полностью открытый транзистор протекали эти 1…5 мА. В таком случае транзистор не сможет открыть («зажечь» — но этот термин относится только к ламповым «тиристорам») симистор — ведь для его отпирания нужен гораздо больший ток. Для надежного отпирания симистора сопротивление резистора R1 должно быть таким, чтобы через полностью открытый транзистор протекало до 100 мА и больше.

Чем больше базовый ток транзистора VT1, тем при меньшей разности напряжений на переходе коллектор — эмиттер ток коллектора достигнет отпирающего симистор значения и тем раньше (после начала очередного полупериода сетевого напряжения) откроется симистор. Поэтому, если вы стремитесь уменьшить нагрев транзистора VT1, сопротивление резистора R1 нужно уменьшить. Но при этом возрастет потребляемый схемой ток — он практически линейно и обратно пропорционально зависит от сопротивления резистора R1. При увеличении сопротивления этого резистора потребляемый низковольтной частью схемы ток уменьшается, но при этом начинает увеличиваться падение напряжения на транзисторе и симисторе. Из-за этого нагрев транзистора увеличивается, выделяющаяся на симисторе мощность (нагрев его корпуса) не изменяется — тиристор «полуоткрытым», в отличие от транзисторов, никогда не бывает, и напряжение в нагрузке уменьшается, — в случае с симистором вначале до нуля уменьшается амплитуда одной полуволны сетевого напряжения (той полуволны, при которой напряжение на аноде симистора меньше напряжения на катоде — по знаку). Поэтому настраиваются подобные схемы так: резистор R1 заменяется переменным сопротивлением до 100…470 кОм, его сопротивление выставляется равным 1…10 кОм, к симистору подключается лампочка накаливания и вся схема включается в сеть. На выходе ОУ или любой другой управляющей транзистором VT1 схемы устанавливается уровень логической единицы. Лампочка должна ярко загореться. Сопротивление переменного резистора увеличивают до тех пор, пока яркость свечения лампочки не начнет уменьшаться. После этого сопротивление переменного резистора медленно уменьшают до тех пор, пока лампочка снова не загорится полным накалом. Теперь можно отпаять переменный резистор, измерить его сопротивление и впаять в схему постоянный резистор такого же или чуть меньшего сопротивления. Отпирающий симистор ток практически не зависит от тока нагрузки, поэтому мощность лампочки, используемой при настройке схемы, может довольно сильно отличаться от мощности нагрузки, с которой будет работать ваша схема.

Если вся схема потребляет небольшой ток (до 5… 10 мА), то ее целесообразно запитать непосредственно от сети — ведь все равно гальванической развязки в управляющей цепи нет. Это и сделано на рис. 2.3, и. Нулевой провод сети (желательно соблюдать указанную на рисунке фазировку, тогда, если нулевой провод заземлен, устройство становится практически безопасным в эксплуатации; фазировку можно определить с помощью любой газоразрядной лампочки («неонки») — она светится, когда вы касаетесь фазового провода) через один из диодов мостика VD2—VD5 соединяется с общим проводом, в то же время напряжение на фазовом проводе положительно и через диод VD6 и резистор R3 протекает некоторый ток, заряжающий конденсатор С1. Стабилитрон VD7 обязателен — он ограничивает высокое сетевое напряжение до значения, безопасного для конденсатора С1 и всей схемы; желательно выбирать малогабаритные маломощные стабилитроны — у них меньше ток утечки, т. е. они меньше «жрут» энергии.

Диод VD6 — необязательный, но «экономить» на нем нежелательно. Впрочем, в самом неблагоприятном случае, если резистор R3 из строя не выйдет (точнее, если его сопротивление не уменьшится до нуля — такого за мою многолетнюю практику еще ни разу не бывало; когда резистор «горит», его сопротивление увеличивается), напряжение «+U» попросту будет равным нулю.

Расчет сопротивления и мощности резистора R3. Все резисторы всегда подчиняются закону Ома: в этой схеме выпрямитель однополупериодный, поэтому падение напряжения на резисторе R3 равно половине сетевого напряжения, за вычетом напряжения на конденсаторе С1 (напряжения стабилизации стабилитрона VD7), т. е. при сетевом напряжении 220 В,

где UVD7 — напряжение стабилизации стабилитрона VD7, В; I — протекающий через резистор ток, мА; R3 — сопротивление резистора R3, кОм.

Ток I должен быть примерно на 0,1…0,5 мА больше потребляемого схемой тока — «лишний» ток ограничится стабилитроном и при случайных колебаниях амплитуды сетевого напряжения напряжение «+U» не будет «скакать». Но этот ток не должен быть более 5… 10 мА, иначе на резисторе будет рассеиваться слишком большая мощность. Ее можно определить по формулам:

здесь R3 — в омах, PR3 — в ваттах, а I — в амперах.

Резисторы с мощностью рассеивания менее 0,125 Вт использовать нельзя — у них слишком небольшое расстояние между выводами и их попросту может «пробить». При этом протекающий через резистор ток резко увеличится, вокруг него возникнут искры и стабилитрон VD7 может не выдержать возросший ток. Как только он перегреется и выйдет из строя, сгорит управляющая схема и взорвется конденсатор С1.

Если управляющая схема потребляет более 10 мА, то лучше использовать сетевой трансформатор. Места он занимает немного, кроме того, за счет трансформации напряжения дает выигрыш по току и потребляемой мощности. Расчет параметров трансформатора будет дан дальше. Несмотря на то что трансформатор обеспечивает гальваническую развязку сетевого и выходного напряжений, в этой схеме (рис. 2.3, и) гальванической развязки не будет — общий провод низковольтного напряжения (с трансформатора) должен быть соединен через диодный мостик VD2—VD5 с сетевым напряжением.

Источник: А. С. Колдунов, Радиолюбительская азбука. Том 2. Аналоговые устройства. — М.: СОЛОН-Пресс, 2004. 288 с. — (Серия «СОЛОН — РАДИОЛЮБИТЕЛЯМ» выпуск 24)

Оставить комментарий

микросхемы мощности Устройство импульсов питания пример приемника провода витков генератора выходе напряжение напряжения нагрузки радоэлектроника работы сигнал сигнала сигналов управления сопротивление усилитель усилителя усиления устройства схема теория транзистора транзисторов частоты