Биполярный транзистор – Цифровая техника – ЧАСТЬ 2

July 14, 2015 by admin Комментировать »

Из за разных, порой противоречивых требований к характеристикам усилителя коэффициент уси пения кус одного транзисторного каска та обычно бывает небольшим и редко превышает 20 раз. Если нужно получить больший коэффициент усиления, то обычно применяют Поспеловагельное включение двух и более каскадов, при этом суммарный коэффициент усиления равен произведению (т. е. их перемножают) коэффициентов усиления всех каскадов.

На рис. 1.13 второй каскад собран на транзисторе VT2 структуры р-п-р, также включенном по схеме с общим эмиттером. Так как напряжение на коллекторе транзистора VT1 равно 0,5 UnilT1 а напряжение на базе транзистора VT2 равно UnHT — 0,7 В (это влияет прямо смещенный переход эмиттер—база транзистора VT2), то для нормальной работы обоих каскадов между ними включен разделительный конденсатор С2 Так как напряжение на базе транзистора VT2 больше напряжения на коллекторе VT1 (в большинстве случаев Um(I. — 0,7 В > 0,5 UmiT), то положительный вывод этого конденсатора (если танталовый или электролитический) нужно подключать к базе транзистора VT2. Точно так же определяется полярность и конденсатора С1.

Резистор смешения R3 транзистораУТ2 подключен не к шине питания, как регистр R1, а к коллектору транзистора VT2. У такого включения есть и преимущества, и недостатки. Преимущество — усиление каскада уменьшается не из-за элементарного «закорачивания» входного сигнала на шину питания, как у транзистора VT1, а благодаря действию отрицательной обратной связи (ООС) через резистор R3. Благодаря ООС стабилизируется коэффициент усиления каскада, а также фиксируется положение рабочей точки транзистора VT2 (т. е. при изменении напряжения питания напряжение на коллекторе этого транзистора остается таким, при котором коэффициенты усиления и по напряжению, и по току не изменяются). Если из-за изменения напряжения питания напряжение на коллекторе транзистора VT2 повысится относительно общего провода (транзистор слишком сильно открыт), то напряжение на его базе относительно эмиттера уменьшится и транзистор немножко закроется, а напряжение на его коллекторе относительно общего провода уменьшится (из-за влияния резистора R4). Транзистор же, у которого цепь смещения включена так же, как и у VT1, при увеличении напряжения питания будет открываться все сильнее, до насыщения (так как при этом будет увеличиваться ток через резистор R1, напряжение на его нижнем по схеме выводе остается неизменным, а на верхнем по схеме — увеличивается; сопротивление его всегда постоянно, поэтому по закону Ома ток, текущий через него, будет увеличиваться), а при уменьшении — закрываться вплоть до отсечки.

Недостаток схемы включения транзистора VT2 — обратная связь реагирует не только на постоянную составляющую сигнала (изменение напряжения питания), но и на переменную (сигнал). Поэтому входное сопротивление каскада на транзисторе VT2, в отличие от каскада на транзисторе VT1, не постоянно, а колеблется (по-научному оно зовется «комплексным») в зависимости от амплитуды сигнала на его базе, так как резистор R3 всячески препятствует изменению сопротивления перехода коллектор—эмиттер транзистора VT2 с помощью полезного сигнала. Если же еще учесть и то, что емкостное сопротивление конденсатора С2 также колеблется, правда, оно зависит не от амплитуды сигнала, а от его частоты, то, что образуется на коллекторе транзистора VT2, полезным сигналом назвать очень трудно. Но если выходное сопротивление источника сигнала (т. е. каскада на VT1-R2) невелико, емкостное сопротивление можно не учитывать. В таком случае преимущества обратной связи перевешивают недостатки.

В устройствах с фиксированным напряжением питания усилитель лучше собирать по схеме, аналогичной схеме на транзисторе VT1, а там, где напряжение питания измеряется в широких диапазонах, смещение на транзистор лучше подавать, подключая вывод резистора к коллектору транзистора.

Сопротивление резистора R3 должно быть в 10…15 раз больше сопротивления резистора R4.

К выходу второго каскада подключен эмиттерный повторитель (каскад с ОК) на транзисторе VT3 структуры п-р-п. Так как напряжение на базе этого транзистора может быть от нуля до UrMT, то разделительный конденсатор и резистор смещения не нужны — база транзистора VT3 непосредственно соединена с коллектором транзистора VT2. Напряжение на резисторе R5 зависит от напряжения на резисторе R4, и, если транзистор VT3 — структуры п-р-п, оно равно UP5 = UR40,7 В, а если от структуры р-п-р — то υω = UR4 + 0,7 В. В последнем случае нижний по схеме вывод резистора R5 нужно подключить к шине «UB11T», а коллектор транзистора VT3 — к общему проводу. Как видно из этих формул, каскад с ОК не усиливает сигнал по напряжению, т. е. амплитуда напряжения на выходе каскада равна амплитуде напряжения на его входе. Но, так как статический коэффициент передачи тока h2l, есть у каждого транзистора «бесследно» исчезать он не умеет, вообще «чудес» в электронике не бывает: бывают Или закономерные плоды усилий, или случайные ошибки, приведшие к поразительным результатам; первых гораздо больше, то он целиком «трансформируется» в коэффициент усиления по току, который численно равен h21l. Поэтому эмиттерный повторитель используется для согласования высокоомного источника сигнала (коллектор транзистора VT2) с низкоомной нагрузкой. Допустим, что выходное сопротивление каскада на транзисторе VT2 равно 1 кОм, а коэффициент h2l, транзистора VT3 равен 100. Тогда выходное сопротивление схемы благодаря транзистору VT3 уменьшится до 1000 Ом ; 100 = 10 Ом. При токе нагрузки 100 мА транзистор VT3 «отберет» у каскада на транзисторе VT2 всего 1 мА (в h2l, раз меньше)

Для еще большего коэффициента усиления по току транзистор VT3 можно сделать составным (рис. 1.14, а). Такая схема соединения транзисторов называется схемой Дарлингтона; коэффициент усиления этой схемы по току равен произведению коэффициентов Ь21э обоих транзисторов и может достигать десятков тысяч. То есть влияния составного транзистора на предварительные каскады усиления можно не учитывать R этой схеме мощным должен быть только транзистор VT4: его максимально допустимый ток коллектора должен превышать ток нагрузки. Транзистор VT3 может быть маломощным: через него течет ток в h2ljVT4 Раз меньше тока нагрузки.

Эта схема бы па бы идеальным усилителем тока, если бы не существовало одно «но». Падение напряжения на переходе колпектор—эмиттер открытого транзистора VT3 равно 0,0 .1 В На переходах транзистора VT4 падает такое же напряжение, сумма этих напряжений — 1,2…2 В. Для низковольтных уст ройств это очень много. При напряжении питания Umir = 6 В на нагрузку идет только две трети тока, оставшаяся 1/3 идет на разогрев транзистора VT4. Такое падение напряжения можно не учитывать только в высоковольтных устройствах: например, при напряжении питания 200 В на транзисторах «падает» только одна сотая тока нагрузки.

Еще один недостаток схемы Дарыингтона — ее инерционность. При после довательном соединении транзисторов их суммарная максимальная частота переключения не увеличивается, а, наоборот, уменьшается. Поэтому на частотах выше десятков… сотен килогерц такая схема не работает, а «захлебывается» и не успевает сработать. Для небольшого увеличении максимальной частоты переключения можно включить между базой транзистора VT4 и общим проводом резистор сопротивлением 100…470 Ом, но это не выход — коэффициент усиления по току в таком случае резко уменьшится На высоких частотах лучше всего использовать каскад с ОЭ. Подробнее такие усилители будут рассмотрены дальше.

Вернемся к рис. 1 13. В эмитгерной цепи транзистора VT3 установлен резистор R5 и конденсатор СЗ. Так можно делать только в том случае, если выходное сопротивление этого каскада больше 1 кОм. В противном случае (например, если RBU)t – 10 Ом) сопротивление всей цепи от коллектора транзистора VT3 до общего провода равно RBU, + RKS – 10 + 10 = 20 Ом (так как напряжение на эмиттере транзистора VT3 примерно равно половине напряжения питания, следовательно, сопротивление перехода коллектор—эмиттер равно сопротивлению резистора R5 — получается простейший делитель напряжения) Если напряжение питания схемы равно 10 В, то ток, текущий в этой цепи (он называется ток покоя каскада на транзисторе VT3), равен 10 В : 20 Ом – 0,5 А а мощность, которая рассеивается на транзисторе VT3 и резисторе R5, — по 5 В · 0,5 А = 2,5 Вт. Это очень много. Поэтому в таких случаях нагрузку подключают непосредственно в цепь эмиттера транзистора (вместо резистора R5) Если же нужно исключить постоянную составляющую на нагрузке, возникающую при таком включении, то оконечный усилитель собирают по несколько более сложным полумостовым схемам, в которых резистор R5 заменен транзистором, работающим в противофазе с транзистором VT3: т. е. когда VT3 открыт, нижний транзистор закрыт, а когда нижний транзистор открыт, верхний (VT3) закрыт. Но схемотехника таких усилителей выходит за рамки этой книги, поэтому здесь они рассматриваться не будут.

Усилители напряжения в схеме, изображенной на рис. 1.13, собраны на двух транзисторах разной структуры (VT1 и VT2). Но на практике так поступать нельзя — оба транзистора должны быть одинаковой структуры. В противном случае усилитель помимо основного сигнала с генератора G будет усили вать также и случайные пульсации напряжения источника питания.

Допустим, что напряжение питания схемы резко и незначительно увеличи лось. Увеличится ток смещения транзистора VT1, который течет через резистор R1, увеличится напряжение на левой, а следовательно, по закону сохранения энергии и на правой по схеме обкладке конденсатора С1. Все это приведет к тому, что транзистор VT1 откроется сильнее и напряжение на его коллекторе уменьшится. Через конденсатор С2 уменьшится (относительно обшего провода) напряжение на базе транзистора VT2, а на его эмиттере относительно прежнего (до увеличения напряжения питания схемы) значения напряжения на базе напряжение возрастет. То есть на его базе относительно эмиттера (UnHT) напряжение уменьшится не только из-за изменения напряжения питания, но и из-за влияния через конденсатор С2 уменьшения напряжения на коллекторе транзи стора VT1. Следовательно, при такой схеме включения транзисторов сигнал помехи (пульсации напряжения источника питания, например, фон сетевого напряжения с выхода выпрямителя переменного тока) будет усиливаться, и резистор ООС R3 ничем помочь не может.

Если же усилитель собран на двух транзисторах одинаковой структуры, то картина будет несколько иная. Допустим, что у нас оба транзистора структуры п-р-п. На коллекторе транзистора VT1 напряжение уменьшится. На базе транзистора VT2 через резистор R3 (он подключен к шине «Uni,t») напряжение (ток) увеличится и в это же время через конденсатор С2 (его положительный вывод подключен к коллектору транзистора VT1 — там напряжение больше, чем на базе транзистора VT2) на базу транзистора придет отрицательный импульс с коллектора транзистора VT1. Поэтому при некотором отношении коэффициентов усиления этих каскадов (точнее, когда коэффициент усиления второго транзистора равен единице) противофазные сигналы на базе транзистора VT2 сами компенсируются («плюс» на «минус» дают нуль) и на коллекторе транзистора VT2 сигнал помехи равен нулю. То есть такая схема абсолютно нечувствительна к помехам источника питания. В реальных схемах коэффициент усиления второго транзистора (по напряжению) больше единицы, но и в таком случае амплитуда сигнала помехи получается меньше, чем когда оба транзистора разной структуры.

Но иногда бывает необходимо измерить именно пульсации напряжения питания. Схема, изображенная на рис. 1.13, используется автором этой книги именно для таких целей. В этом случае конденсатор С1 и все, что на схеме левее его, не нужны.

В практических схемах усилителей с ОЭ транзисторы работают при токе покоя несколько миллиампер, поэтому сопротивление резисторов R2 и R4 равно 1… 10. изредка до 100 кОм. Сопротивление резисторов R1 и R3 рассчитываются так, чтобы на коллекторах транзисторов было половинное напряжение питания, особая точность при этом не нужна. Очень часто сопротивления этих резисторов не рассчитывают, а подбирают, подключая вместо них резисторы с разным сопротивлением и измеряя напряжение на коллекторах транзисторов. Если это напряжение по каким либо причинам нужно очень точно установить, то резисторы R2, R4 заменяют подстроечными — эти резисторы, в отличие от Rl, R3, низкоомны. а высокоомные подстроечные резисторы (сопротивление более 100 кОм) очень редки.

Напряжение на выходе схемы (эмиттер транзистора VT3) зависит от напряжения (постоянной составляющей) на резисторе R4. Поэтому если нужно, чтобы на выходе схемы при отсутствии сигнала было нулевое напряжение, то подбором (увеличением) сопротивления резистора R3 (если транзистор VT2 — структуры p-n р, a VT3 — η p-η) устанавливают напряжение на коллекторе транзистора VT2, равное 0,6. 1 В. В таком режиме коэффициент усиления транзистора VT2 по напряжению гораздо больше, чем по току.

Перейдем теперь к усилителям тока. Их много разных, и наиболее часто встречающиеся схемы даны на рис. 1 14. Усилители тока в цифровой технике применяются чаще, чем усилители напряжения, так как напряжение большинства датчиков достаточно для непосредственного управления микросхемами. В то же время у современных КМОП-микросхем выходное сопротивление (100… 1000 Ом), и для согласования их с низкоомной, а следовательно, и мощной нагрузкой требуются усилители тока.

На рис 1.14, а дан уже известный нам составной транзистор Дарлингтона. Напряжение в нагрузке такого каскада (UBUX) всегда меньше напряжения на базе первого транзистора (Uynil) на 1.2..2 В в зависимости ог токов источника сигнала и нагрузки. Это видно из графика, нарисованного рядом со схемой Напряжения на всех схемах отсчитываются относительно общего провода, поэтому нижний график (для транзисторов структуры р-п-р) несколько отличается от верхнего. Если напряжение в нижней схеме измерять относительно положительного вывода источника питания (U), то нижний график «повернется» на 180» и полностью совпадет с верхним. Можете это проверить.

Как видно из графиков, если напряжение Uyn(, на базе верхней схемы увеличить на 0,6 В относительно шины «U» или на базе нижней схемы уменьшить на 0,6 В относительно общего провода, то входные транзисторы перейдут в режим насыщения и падение напряжения на их переходах уменьшится до нуля. То есть схема включения этих транзисторов из схемы с ОК превратится в схему с ОЭ. Падение напряжения на переходах силовых транзисторов (т. е. тех, которые управляют нагрузкой) в таком режиме уменьшится до 0,6 В. К сожалению, дальнейшее уменьшение падения напряжения на переходе коллектор—эмиттер силового транзистора, включенного по схеме Дарлингтона, невозможно — для этого нужно увеличить (для нижней схемы — уменьшить) напряжение на коллекторе первого транзистора хотя бы на 0,6 В относительно коллектора второго. Если же на базу первого транзистора подать напряжение, превышающее 0,6 В относительно его коллектора, то излишек напряжения выделится на переходе эмиттер—база в виде тепла. Поэтому нужно позаботиться о токоограничивающем резисторе, который не даст этому переходу перегреться и «сгореть». Но если управляющие напряжение Uynp находится в пределах 0…U, то резистор не нужен.

Промышленность выпускает широкую номенклатуру составных транзисторов Дарлингтона, размещенных в стандартном транзисторном «трехногом» корпусе. Из транзисторов структуры п-р-п это КТ827, КТ829, КТ890, КТ892, КТ897, КТ898, КТ972, структуры р-п-рКТ825, КТ852, КТ853, КТ896, КТ973. Друг от друга они отличаются только максимально допустимым напряжением, током и мощностью. Их сходство — огромные коэффициенты передачи тока (hola), которые бывают больше 500…2000, и большое падение напряжения на переходах

Кстати, существуют так называемые «супер-β транзисторы», которые несоставные, но имеют h2li 200…1000. Связано это с очень тонкой базой таких транзисторов, поэтому с каждым электроном, попавшим из эмитттера в базу, к коллектору притягивается до 1000 электронов. К таким относятся маломощные транзисторы серии КТ3102 (п-р-п) и КТ3107 (р-п-р). Читается их название как 31-02 и 31-07. Кроме номеров, транзисторы отличаются по буквам на конце, например, транзистор серии КТ3102 бывает от КТ3102А до КТ3102Е. У всех транзисторов одной серии, но с разными буквами на конце большинство параметров (из основных — ток и мощность) почти полностью совпадают, а. по буквам тран-

знсторы отличаются друг от друга максимально допустимым напряжением коллектор—база и статическим коэффициентом передачи тока. Кроме того, буква «М» после первой буквы суффиксов говорит о том, что транзистор выпускается в модифицированном (усовершенствованном) корпусе.

На рис. 1.14, б показан усилитель, собранный по схеме с ОЭ. Особенность такого усилителя — напряжение питания нагрузки может во много раз превышать напряжение питания управляющей транзистором схемы: для включения/ выключения даже тысячевольтной нагрузки хватит одной батарейки на 1,5 В. Еще одно достоинство этой схемы — падение напряжения на переходе коллектор—эмиттер теоретически можно уменьшить до нуля, при этом мощность рассеивания (нагрев корпуса) транзистора также снижается. Схема с общим коллектором, коммутирующая ток более 3…5 А, греется сильно, что на транзистор нужен радиатор (между прочим, на нагрев транзистора тратится энергия источника питания, поэтому ее КПД (коэффициент полезного действия) снижается); транзистор, который включен по схеме с ОЭ, при таком токе практически не греется, по крайней мере, радиатор не нужен. Также у схемы с ОЭ несколько большее быстродействие по сравнению со схемой с ОК.

Единственный недостаток схемы с ОЭ — через эмиттерный переход включенного транзистора течет постоянный управляющий ток, величина которого зависит только от напряжения питания управляющей схемы и сопротивления резистора R1. Впрочем, этот недостаток одновременно является достоинством, ведь ток управления не зависит от тока нагрузки, поэтому изменение сопротивления нагрузки абсолютно не влияет на управляющую схему. В схеме же с ОК ток управления зависит от тока нагрузки и равно в Ь2|, раз меньше его.

В электронике наибольшее распространение получила схема, на транзисторе структуры п-р-п (нижняя на рис. 1.14, б). Как видно из графика, выходное напряжение при неизменной амплитуде управляющего напряжения и постоянном сопротивлении нагрузки сильно зависит от сопротивления резистора R1 — чем оно меньше, тем лучше. Но у этой «палки» два конца. Чем меньше сопротивление этого резистора, тем больший ток через него течет. И этот ток, как уже говорилось выше, течет через транзистор всегда, даже при отключенной нагрузке, из-за чего КПД усилителя падает. Поэтому перед выбором сопротивления резистора R1 нужно определиться заранее, что главнее — низкий управляющий ток или низкое падение напряжения на переходах транзистора? Схему с ОК схемой с ОЭ нужно заменять только в том случае, когда главнее последний параметр, т. е. когда ток нагрузки превышает несколько ампер.

Сопротивление резистора R1 обычно выбирается в зависимости от тока нагрузки. от 50 Ом до килоом Ток, который течет через него, определяется из соотношения:

где 1н — ток нагрузки.

Составной транзистор Дармингтона также можно включать по схеме с ОЭ. При этом первый транзистор будет работать в режиме с ОЭ (т. е. обязателен резистор в цепи базы), а второй — в режиме с ОК. Поэтому падение напряжения на переходе коллектор—эмиттер силового транзистора снижается в 2 раза и составляет 0,6…1 В. Так как статический коэффициент передачи тока h2l., составного транзистора очень велик, то и сопротивление токоограничивающего резистора в цепи базы может быть большим — от 1 кОм.

Составные транзисторы можно также изготавливать из двух транзисторов разной структуры. Схема соединения таких транзисторов называется схемой Шиклаи, она изображена на рис. 1.14, в. Рассмотрим нижнюю схему на этом рисунке.

Первый транзистор включен по схеме с общим эмиттером, а второй — с оощим коллектором. Так как в схеме имеется каскад с ОЭ, то резистор R1 в цепи базы этого каскада обязателен. Минимальное падение напряжения на переходах первого транзистора зависит от тока нагрузки, и может приближаться к величине 0 В Следовательно, минимальное падение на переходах второго, силового транзистора составляет, как и у обычного эмиттерного повторителя, 0,6. 1 В — в 2 раза меньше, чем у схемы Дарлингтона.

Ток управления, протекающий через резистор R1, сравнительно невелик. Транзистор VT1 — маломощный, а маломощные транзисторы имеют коэффициент h21s в десятки раз большее, чем мощные (соответственно у транзистора КТ3102Е h2l, равен 500…1000, а у мощного транзистора КТ818 он не превышает 20…50), поэтому сопротивление резистора R1 в этой схеме может быть в десятки раз большим (при том же выходном токе), чем у обычного мощного однокаскадного усилителя с ОЭ (рис. 1.14, б), и равняться единицам килоом. Ток, протекающий через базовый переход первого транзистора в этой схеме, не превышает 10 мА, и им можно (в большинстве случаев) пренебречь, т. е. не учитывать. Ток, забираемый вторым транзистором от первого, зависит от тока нагрузки и коэффициента h2u силового транзистора.

Эта схема очень широко распространена в цифровой технике. Некоторые микросхемы имеют выход с «открытым коллектором» (или с «оторванным стоком» — в зависимости от вида микросхем, т. е. фактически внутри этих микросхем уже установлен первый (маломощный) транзистор, выход микросхемы — коллекторный вывод транзистора, и, подключив к нему эмиттерный повторитель на мощном (втором по схеме) транзисторе, мы получим цифровую микросхему с мощным выходом. Несмотря на то что к выходу микросхемы мы подключили эмиттерный повторитель (т. е. выходной усилитель вроде «собран» по схеме с ОК), эта схема зовется схемой Шиклаи. В то же время схему Шиклаи нельзя путать со схемой с ОК (схему Дарлингтона — можно). Поэтому, прежде чем дать схеме название, нужно посмотреть, как соединены все элементы. Впрочем, главное не название, а содержание, но все равно, многие схемы очень похожи друг на друга и, если их перепутать, результат может получиться катастрофическим. Спирт от воды внешне отличается только по запаху. А попытайтесь спиртом потушить пожар… если схему Шиклаи «повернуть» так, чтобы эмиттер силового транзистора оказался соединенным общим проводом (рис. 1.14, <?), то результат получится очень интересным. Внешне оба транзистора работают,по схеме с ОЭ (особенно мощный транзистор — его эмиттер соединен с общим проводом). Но на самом деле оба транзистора включены по схемы с ОК, и только при управляющем напряжении Uynp равном 0…0,6 В, каскад на первом транзисторе постепенно превращается в схему с ОЭ.

Поясню. Допустим, база первого транзистора соединена с «плюсовым» выводом источника питания (+U). Напряжение на его базе больше или равно напряжению на эмиттере, и этот транзистор закрыт. Силовой транзистор также закрыт. Начнем уменьшать напряжение на базе. Как только оно уменьшится на 0.6 В относительно эмиттера, первый транзистор начнет открываться, за ней начнет открываться силовой транзистор. Открывающийся силовой транзистор уменьшает напряжение на эмиттере первого транзистора. Так будет продолжаться до тех пор, пока не наступит равновесие — напряжение на эмиттере первого транзистора на 0,6 В больше напряжения на его базе.

Допустим, что при некотором фиксированном и не изменяющемся управляющем напряжении (RBUI источника сигнала равно 0) мы уменьшим сопротив» ление нагрузки (т. е. увеличим протекающий ток). Напряжение на эмиттере первого транзистора и коллектора силового транзистора увеличится (если мы уменьшим сопротивление нагрузки до нуля, оно увеличится до напряжения питания). Так как напряжение на базе первого транзистора неизменно ШБ. = const), а напряжение на его эмиттере увеличилось, то это равносильно тому, если бы при фиксированном напряжении на эмиттере (U, = const) напряжение на его базе уменьшилось, т. е. транзистор начинает открываться сильнее. Ток базы второго транзистора увеличивается, и напряжение на его коллекторе уменьшается. Так будет продолжаться до тех пор, пока оно не станет равным Ufi + 0,6 В первого транзистора.

Примерно по такому же принципу работает и составной транзистор Дарлингтона. Но отличие между двумя этими схемами все-таки есть. Если включить транзистор Дарлингтона по схеме с ОК, то при изменении напряжения на его базе выходное напряжение будет изменяться плавно, а падение напряжения на переходах силового транзистора будет довольно большим. При включении транзистора Дарлингтона по схеме с ОЭ нужно ограничивать базовый ток первого транзистора.

При включении транзистора Шиклаи по схеме с ОЭ (рис. 1.14, г) оба транзистора работают по схеме с ОК, поэтому резистор в цепи базы первого транзистора не нужен При уменьшении напряжения на базе первого транзистора его схема включения постепенно превращается в схему с ОЭ. его базовый, а соответственно и коллекторный ток резко увеличивается, ограничивается только выходным сопротивлением источника сигнала. Также резко увеличивается и ток нагрузки У схемы Дарлингтона при резком увеличении управляющего напряжения ток из эмиттера в коллектор течет через два последовательно соединенных эмиттерных перехода обоих транзисторов, поэтому задержка сигнапа увеличивается, к тому же быстродействие мощных транзисторов гораздо меньше быстродействия маломощных. У схемы Шйклаи ток течет через один эмиттерный переход быстродействующего маломощного транзистора. И этот ток тем больше, чем больше напряжение на коллекторе силового транзистора (т. е он как бы «подталкивает» силовой транзистор: «ну скорей же!»). Поэтому быстродействие схемы Шиклаи выше, чем схема Дарлингтона.

При уменьшении напряжения на базе первого транзистора (см рис. 1.14, г) до 0…0,6 В, он начнет насыщаться, на его базе будет меньше напряжения на коллекторе (напряжение на базе силового транзистора равно 0,6…1 В). Также начнет увеличиваться ток управления, текущий через базу. При напряжении на базе первого транзистора, равном 0 В. он превращается в усилительинвертор, с коэффициентом усиления 1 (по модулю). То есть при нулевом напряжении на базе силовой транзистор полностью открыт (падение напряжения на переходе коллектор—эмиттер равно 0,6…1 В), а ток, текущий через базу первого транзистора, равен IH: h2l3 силового транзистора.

Другими словами, в этом режиме силовой транзистор структуры п-р η превращается в транзистор структуры р-п-р, у которого с общим проводом соединен коллектор, а с нагрузкой — эмиттер. При напряжении на базе первого транзистора больше 0,6 В, он превращается в транзистор, включенный по схеме с ОК, и потребляемый от источника сигнала ток резко уменьшается до величины

где Ь и h.il32 — коэффициенты h2u соответственно первого и второго транзисторов.

Если напряжение на выходе управляющей схемы может уменьшаться до нуля и нужно исключить возможность работы схемы в описанном выше режиме, то базу первого транзистора к управляющей схеме нужно подключить через любой кремниевый диод. Падение напряжения на прямо смещенном диоде равно 0,6…0,8 В, поэтому глубокое насыщение первого по схеме транзистора полностью исключено.

На рис. 1.14, д изображена схема с эмиттерным повторителем на входе и каскадом с ОЭ на выходе. Благодаря тому что каскад с ОК усиливает только ток, а напряжение входного сигнала оставляет неизменным, то для лучшего понимания первый транзистор можно «откинуть». Оставшийся силовой транзистор работает по схеме с ОЭ, и принцип его работы можно узнать из описания рис. 1.14, б.

Основное отличие этой схемы от обычного каскада с ОЭ — крайне низкий ток управления (благодаря эмиттерному повторителю), Первый транзистор нзчинает открываться при напряжении на его базе, меньше напряжения питания (рассматривается верхняя схема). Ток в цепи базы силового транзистора увеличивается, (он ограничивается на безопасном для маломощного транзистора уровне резистором R1), и силовой транзистор постепенно открывается вплоть до насыщения. Скорость открывания силового транзистора зависит от сопротивления резистора R1, чем оно меньше, тем быстрее (при линейном уменьшении напряжения на базе первого транзистора относительно общего провода) «замкнется» переход силового транзистора. Но при этом нужно учитывать, что через этот резистор, как и у обычного каскада с ОЭ, течет довольно значительный ток покоя, который тратится в основном на нагрев атмосферы выделяющейся на резисторе мощностью. И чем меньше его сопротивление, тем больше ток покоя. Поэтому выбирать его сопротивление нужно, учитывая ток нагрузки. При токе нагрузки L..5 А оптимальным является сопротивление 200…500 Ом, при меньшем токе нагрузки сопротивление нужно увеличивать.

Если в этой схеме нагрузку включить не в цепь коллектора силового транзистора, а в цепь эмиттера, то получится уже знакомая нам схема Дарлингтона (см. риб. 1.14, о). В этом случае резистор R1 можно закоротить — он не нужен. Но падение напряжения на переходе силового транзистора увеличится примерно на 0,6 В.

На рис. 1.14, е изображена еще одна очень интересная схема. Она называется схемой на двух инверторах. Оба транзистора работают по схеме с ОЭ, а эта схема, как известно, инвертирует входной сигнал (т. е. при напряжении питания, равном 10 В, если на входе инвертора будет напряжение амплитудой 10 В, то на выходе будет нулевое напряжение; если на входе 9 В, на выходе будет 1 В и т. д., и наоборот). Так как оба транзистора включены по схеме с ОЭ, то нужно два токоограничивающих резистора — R1 в цепи базы первого транзистора и R2 в цепи базы второго. Сопротивление резистора R1 зависит от сопротивления резистора R2 и должно быть меньше его примерно в h21j/2 раза (h21j — статический коэффициент передачи тока первого транзистора). Сопротивление резистора R2 зависит от тока нагрузки и определяется так же, как у предыдущей схемы.

Вся «интересностЬ» схемы заключается в том, что она 2 раза инвертирует (подробнее об инверсии будет говорится дальше) сигнал и при этом у обоих транзисторов коэффициент усиления по напряжению больше единицы. Поэтому при незначительном увеличении напряжения на базе первого транзистора на коллекторе второго транзистора напряжение увеличивается в десятки раз сильнее. При уменьшении напряжения на базе напряжение на коллекторе также резко снизится.

Попробуем теперь соединить базу первого транзистора с коллектором силового через резистор (рис. 1.14 ж). То, что у нас получится, называется мощным триггером Шмитта или логический элемент с гистерезисом переключения. Допустим, что у нас оба транзистора закрыты (рассматривается верхняя схема). На коллекторе силового транзистора напряжение близко к нулю (влияет нагрузка). При увеличении напряжения на левом по схеме выводе резистора R1 ток вначале течет только через резистор R3, и, после того как напряжение на базе первого транзистора превысит 0,6 В (а на левом выводе резистора R1, в зависимости от сопротивления резистора R3, напряжение может в это время составлять несколько вольт), он начнет приоткрываться, и в базу силового транзистора потечет некоторый ток. Этот транзистор также начнет приоткрываться, и напряжение на его коллекторе начнет возрастать. Возрастает оно довольно резко — ведь у обоих транзисторов значительный коэффициент усиления по напряжению. Возросшее напряжение на нагрузке через резистор R3 еще сильнее открывает первый транзистор, а он — второй. Этот процесс очень похож на сход лавины, когда один маленький камушек, падая вниз, подталкивает другой, более крупный камень, он подталкивает третий и т. д., пока вниз не полетит лавина — целая гора из камней, сметающая все на своем пути. Поэтому за такое сходство описанный выше процесс называется лавинообразное нарастание тока: нарастать ток будет до тех пор (см. график), пока оба транзистора не окажутся в состоянии глубокого насыщения (разумеется, если сопротивление резистора R3 позволяет им перейти в это состояние и если напряжение на резисторе R1 не уменьшается). Так как теперь напряжение на коллекторе силового транзистора примерно равно напряжению питания, то теперь резистор R3 препятствует закрыванию транзисторов (пока напряжение на нагрузке равнялось нулю, он «мешал» транзисторам открываться), поэтому для начала лавинообразного закрывания оооих транзисторов напряжение на базе первого транзистора должио быть меньше того напряжения, при котором транзисторы начали открываться (нижняя линия на графике) Разность напряжении между двумя этими линиями называется напряжение гистерезиса. Сравнивая графики, видно, что, чем больше напряжение гистерезиса, тем резче работают транзисторы и тем труднее ими управлять. Напряжение гистерезиса зависит от отношения сопротивлений резисторов R1 и R3 обычно сопротивление резистора R3 в 3.. 10 раз больше сопротивления резистора R1.

Для уменьшения времени переключения транзисторов параллельно резистору R3 иногда подключают ускоряющий конденсатор. Емкостное сопротивление этого конденсатора на частоте переключений должно равняться сопротивлению резистора R1 или быть чуть больше его (но не меньше сопротивления резистора R3 — в этом случае подключение конденсатора бессмысленно). Если схема работает на низких частотах (до нескольких сотен герц), то емкость этого конденсатора можно выбрать из расчета

С = 10 / R, где С — в нанофарадах (1000 нФ = 1 мкФ);

R — в мегомах (1 МОм = 1000 кОм).

Аналогичную схему, но на транзисторе Дарлингтона, включенном с ОК, равно как и на несоставных транзисторах, включенных по той же схеме, собрать невозможно — у них коэффициент усиления по напряжению мгньше единицы; а если такие транзисторы включить по схеме с ОЭ, то они станут инвертировать сигнал и вместо резкого переключения мы получим плавное. Поэтому самая простая схема триггера Шмитта — на двух инверторах.

Если нагрузку в схеме на рис. 1.14, е включить не в коллекторную, а в эмиттерную цепь силового транзистора, то получится уже известная нам схема Шиклаи (см. рис. 1.14, в). К сожалению, б этой схеме все «гистерезисные» свойства пропадают — в ней или один, или оба транзистора работают в схеме с ОК и усиливают только ток.

Как уже, наверное, заметили читатели, особое внимание автор книги уделяет скорости переключения транзисторов и падению напряжения на переходах открытого силового транзистора. Почему?

Самая главная характеристика усилителя тока — его экономичность (коэффициент полезного действия — КПД). Чем выше КПД, тем слабее, при том же протекающем в нагрузке токе, греется силовой транзистор. То есть радиатор для него нужен меньших размеров, а при малом падении напряжения не нужен вообще Как известно, мощность определяется по формуле:

Р = U · I, здесь U — падение напряжения на транзисторе;

I — ток нагрузки;

Р — рассеиваемая мощность.

Максимальная мощность рассеивания (т. е. при которой транзистор не перегревается) для транзисторов в корпусе ТО-220 (наиболее распространенный пластмассовый транзисторный корпус; в нем выпускаются транзисторы КТ818, КТ819, микросхемы КРЕН5, КРЕН8 и многие другие) без радиатора равна 2…3 Вт; с радиатором — определяется по справочникам.

Допустим, что ток нагрузки равен 5 А и у нас есть два варианта схем ключевого каскада: схема с ОК (падение напряжения — 0,8 В) и схема с ОЭ (падение напряжения — 0,2 В). В первом варианте мощность рассеивания равна 5 А · 0,8 В = 4 Вт, во втором — 5 А · 0,2 В = 1 Вт. Видно, что в схеме с ОК радиатор нужен (4 Вт > 1 Вт), а во втором — нет. Поэтому если собрать выходной каскад по схеме с ОЭ, то можно будет сэкономить на габаритных размерах устройства.

В рассмотренной нами выше схеме с ОЭ мощность рассеивания будет несколько больше полученной цифры, так как к ней мы «забыли» прибавить ток управления, который течет через токоограничивающий резистор в цепь базы, т. е.:

где R— сопротивление токоограничивающего резистора;

— напряжение на его левом по схеме выводе относительно вывода эмиттера транзистора.

Еще одна «беда» транзисторных усилителей тока (мощности) — инерционность включения силового транзистора. Так как транзистор включается не резко. а постепенно, то обязательно во время включения или выключения наступит такая ситуация, когда падение напряжения на его переходах равно половине напряжения питания. Ток через нагрузки при этом будет равняться половине номинального тока (если нагрузка — резистор). Выделяющаяся в это время на переходе транзистора мощность максимальна и равна:

В описанных двумя абзацами выше схемах рассеиваемая мощность в таком режиме (при напряжении питания, равном 12 В) будет равняться 0,5 · 12 В· 0,5 5 А = 15 Вт Примерно с такой мощностью греется маленький паяльник Поэтому дня получения большего КПД нужно, чтобы силовой транзистор как можно быстрее «проскочил» такое состояние. Лучше всего это получается у транзисторов, работающих по схеме с ОЭ, и в особенности у варианта схемы на двух инверторах, работающей как триггер Шмитта (рис 1.14, ж). Поэтому, несмотря на трудности с управлением, схемы с ОЭ в мощных устройствах применяются гораздо чаще схем с ОК.

При падении напряжения на переходах транзистора, равном половине напряжения питания, максимальна не только рассеиваемая мощность, но и чувст-

вительность транзистора к малейшим изменениям тока базы. Поэтому в маломощных линейных усилителях падение напряжения на переходах транзистора всегда равно 0,5 UnHT. При этом коэффициент усиления транзистора максимален, а рассеиваемая мощность, так как усилитель маломощный, не очень велика. Так, при напряжении питания 12 В и выходном сопротивлении 1 кОм рассеиваемая мощность равна:

U2 : R = 62 : 1000 = 0,036 Вт.

Это очень мало — самый маломощный транзистор имеет мощность рассеивания более 0,05…0,1 Вт. В то же время у большинства каскадов выходное сопротивление еше больше.

Источник: А. С. Колдунов, Радиолюбительская азбука. Том 1. Цифровая техника. / А. С. Колдунов — М.: СОЛОН-Пресс, 2003. 272 с. — (Серия «СОЛОН — радиолюбителям» Выпуск 18)

Оставить комментарий

Устройство витков выходе генератора импульсов микросхемы мощности нагрузки напряжение напряжения питания приемника пример провода работы радоэлектроника сигнал сигнала сигналов сопротивление схема теория транзистора транзисторов управления усиления усилитель усилителя устройства частоты